云腦智庫?2021-11-26 00:00

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來源：內容由半導體行業觀察（ID：icbank）編譯自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克號發送了一條求救信息：它剛剛撞上冰山，正在下沉。盡管廣播緊急無線信號今天是常見的，但在20世紀初，這是最尖端的技術。這得益于過去 20 年開發的寬帶無線電的發明：火花隙發射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙無線電由 Heinrich Hertz 在 1880 年代開發，由 Guglielmo Marconi 改進，他于 1901 年成功地跨大西洋發送了第一個無線電傳輸。泰坦尼克號災難之后，使用火花隙發射機的無線電報迅速在大型輪船普及，1912 年的《無線電法》更是要求所有航海船只保持 24 小時的無線電值班。火花隙無線電是當時最先進的技術，可實現船舶之間的無線通信，并在第一次世界大戰期間使用。
火花隙無線電的架構與我們目前用在手機、WiFi 網絡和藍牙設備的無線收發器架構有很大不同。現代窄帶通信系統調制連續波形射頻 (RF) 信號以傳輸和接收信息。但在當時，火花隙發射器通過電火花產生電磁波，并且沒有調制窄帶射頻信號。火花是使用通過跨兩個導體之間的間隙的電弧放電的電容產生的。這些非常短的時間放電會在電線中產生振蕩電流，然后激發出一種電磁波，該電磁波輻射出去并且可以在很遠的距離內被電磁波拾取。根據眾所周知的時頻二元性原理，類似于電火花的時間上的短脈沖會產生頻率上的寬帶信號，這是二十多年來通信的基礎。
需要注意的有趣一點是火花隙收音機無法支持連續傳輸，例如聲音信號。一條消息必須由一系列火花組成，傳輸離散的信息片段，使其成為第一個數字收音機。這種特性非常適合傳輸摩爾斯電碼。然而，當時人們認為火花隙收音機不可能在不丟失信息的情況下傳輸連續的信號，如語音或音樂。香農和奈奎斯特早在幾十年前就展示了如何使用數字調制技術來做到這一點。
數字調制知識的這種差距，加上難以產生高功率火花隙傳輸是火花隙無線電的致命缺點。第一次世界大戰后，使用真空管開發了基于載波的發射器，產生可以攜帶音頻的連續波。如今，幾乎所有無線收發器都使用相同的架構，這一切都基于美國工程師 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。稱為超外差無線電，這種架構使用混頻將接收到的窄帶信號轉換為相對較低的中頻 (IF)，即然后在基帶電路中處理。從 1920 年左右開始，這項創新催生了 AM 收音機，十年后又出現了 FM 收音機。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花發射器是海軍艦艇上的傳統裝置。寬帶無線電實際上已經死了。
100 年后寬帶的重生

為什么 Apple 會在 2019 年發布帶有超寬帶 (UWB) 收發器的 iPhone 11，該收發器是在其新的 U1 無線處理器芯片上實現的。答案需要一些偵探工作來尋找可以追溯到上世紀中葉的線索。
第一條線索是 1930 年代和第二次世界大戰期間在世界各地的絕密實驗室開發的另一種基于脈沖的寬帶無線電技術：雷達。RADAR 的故事已經講過很多次了；它在不列顛海戰和太平洋海戰中都提供了關鍵優勢。
為了更好地簡述本次的技術，我們來重溫一下雷達的原理。RADAR 能夠確定物體的范圍、角度和速度。戰后，基于脈沖的收發器再次開始獲得發展動力。從 1960 年代到 1990 年代，這項技術被限制在機密程序下的軍事應用，既是定位又是通信技術。到 1980 年代中期，美國天主教大學的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驅的大量研究論文、書籍和專利變得可用。由于寬帶提供位置數據的獨特能力，這一重要的信息來源重新引起了人們對 UWB 系統的興趣。
蘋果對 UWB 的第一個用途是提供定位數據。定位支持增強現實 (AR)、虛擬現實 (VR)、游戲、設備恢復、文件共享和廣告信標等領域的許多應用。
被Wi-Fi擊敗

在上文中，我們講述了寬帶無線電的誕生。事實上，寬帶無線電的故事還沒有結束……

隨著 1990 年代無線通信需求的增長，超寬帶 (UWB) 的優勢變得更加明顯。但是 UWB 系統的商業部署需要在頻率分配、諧波和功率限制等方面達成全球協議。隨著對 UWB 商業化興趣的增加，UWB 系統的開發商開始向 FCC 施壓，要求批準其用于商業用途。2002 年，聯邦通信委員會 (FCC) 終于允許未經許可使用的 UWB 系統。幾年后，歐洲電信標準協會 (ETSI) 制定了自己的法規，遺憾的是與 FCC 法規略有不同。其他地區緊隨其后，通常與 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系統使用短時（即皮秒到納秒）電磁脈沖來傳輸和接收信息。它們還具有非常低的占空比，其定義為脈沖出現的時間與總傳輸時間的比率。根據 2000 年代制定的發射法規，UWB 信號被定義為頻譜大于 500 MHz 的信號。大多數國家現在都同意 UWB 的最大輸出功率，定義為 -41.3 dBm/MHz。
隨著法規的到位，公司聯盟開始形成，以標準化物理層和媒體訪問控制 (MAC) 層。2002 年，WiMedia 聯盟成立，這是一個非營利性行業貿易組織，旨在促進 UWB 技術的采用、監管、標準化和多供應商互操作性。2004 年，無線 USB 推廣組和 UWB 論壇緊隨其后。
為了理解這些聯盟所做的選擇，我們應該將它們置于語境中。
在2002 年，WiFi 還是一項相對較新的技術。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 頻段時的理論最大速度為 11 Mbit/s。802.11a 標準也是在 1999 年定義的，并承諾在 5 GHz 頻帶中的理論最大速度為 54 Mbit/s，但由于其較高的芯片組成本，在消費領域沒有受到關注。2003 年，802.11g 標準推出，在 2.4 GHz 頻段提供了 54 Mbit/s 的理論最大速度。盡管事實證明 802.11g 標準取得了巨大的成功，但數據速率仍然受到擁擠的 2.4 GHz 頻段的限制，該頻段是當時無線 LAN 的骨干，運行在這個頻段的還有微波爐和無繩電話！
正是考慮到這些限制，市場提出了新一代 UWB 無線電。隨著法規的出臺，人們很難抗拒支持 UWB 的高數據速率的承諾。事實上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之間分配的 7.5 GHz 帶寬對于無線通信工程師來說是極其寶貴的資源。這就是基于 UWB 多頻帶正交頻分復用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的數據速率提出短距離（即幾米）文件傳輸規范的方式。經過幾年的發展，第一個零售產品于 2007 年年中開始出貨。這在很大程度上是一種過度設計的無線電，以相對經典的方式多路復用多個寬帶寬載波，本身并不是類似于火花隙無線電的基于脈沖的無線電。
盡管當時 OFDM UWB 制造了很多噪音并且產品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市場卻遭遇了一場挑戰——2008 年的大衰退，這導致消費電子產品的零售額大幅下降。此外，雖然不同的 UWB 聯盟都在開發新產品，但 WiFi 聯盟并沒有停滯不前。2006年，經過多年的發展和談判，他們發布了802.11n標準的初稿。它支持多路輸入和多路輸出 (MIMO) 概念以復用信道，其開發目的是提供高達 600 Mb/s 的數據速率。盡管該標準的最終版本在 2009 年 10 月之前并未發布，但支持該標準草案的路由器于 2007 年開始搶先發貨。
給OFDM UWB 棺材打上的最后一顆釘子來自技術本身。當時提出的OFDM UWB收發器RF架構的復雜性和嚴格的時序要求，導致產品成本相對較高，功耗低。
上述事件和技術過度設計的芯片組的結合標志著高速 UWB 無線電的消亡。當時 UWB 芯片組的領導者 WiQuest 在 2008 年初擁有 85% 的市場份額，于 2008 年 10 月 31 日停止運營。UWB 論壇因與 WiMedia 聯盟的方法不一致而未能就標準達成一致后解散。WiMedia 聯盟在將其所有規范和技術轉讓給無線 USB 推廣組和藍牙特別興趣組后于 2009 年停止運營。然而，藍牙特別興趣小組在同年放棄了作為藍牙 3.0 一部分的 UWB 的開發。
不幸的是，在第一個基于火花隙無線電的 UWB 系統退役幾乎整整一個世紀之后，這種基于 OFDM 無線電架構的 UWB 無線電的新迭代正在失寵。
然而，盡管困難重重，世界將不必再等一個世紀，就能看到新的和改進的 UWB 無線電實現。事實上，火花隙無線電將成為這次 UWB 復興帶來更多的靈感。
UWB的復興

在上文中，我們討論了過度設計的正交頻分復用 (OFDM) 收發器的超寬帶 (UWB) 的失敗。這標志著所提議的應用——短距離非常高的數據速率（即幾百 Mbps）無線鏈路的終結——而不是技術。事實上，UWB 的歷史有點復雜：當高速無線 UWB 提案開始衰落時，其他 UWB 應用正在蓬勃發展。
從二戰開始，微波系統的快速發展為UWB系統的發展鋪平了道路。在 1960 年代，勞倫斯利弗莫爾國家實驗室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯國家實驗室 (LANL) 正在研究脈沖發射器、接收器和天線。這些研究項目并非純粹的學術研究；開發脈沖系統確實有很大的動力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于對象定位、表征和識別。到 1970 年代，UWB 雷達主要用于軍事應用。隨著研究的不斷進展，發現了其他應用，并且在 1990 年代末，多個 UWB 雷達被用于廣泛的應用：林業應用、城市地區的穿墻檢測、
為了真正理解超寬帶的吸引力，我們首先要掌握時頻二元性和傅立葉變換。簡單來說，這種對偶性表明，如果您有一個無限長的周期時間信號，它將具有無限小的帶寬。另一方面，如果您有一個無限短的脈沖信號，它將具有無限大的帶寬。換句話說，這意味著您可以用時間換取帶寬。你為什么要那樣做？這有多種原因，但一個非常重要的原因是實現超高分辨率定位。
確定射頻設備之間的距離有兩種基本方法：您可以使用接收信號強度 (RSS) 或信號的飛行時間 (ToF)。RSS 是一種實現起來非常簡單的技術，可以被任何無線收發器使用，這也解釋了為什么它被如此廣泛地使用。然而，它的準確性受到嚴重限制：兩個靜止物體之間的感知距離將根據其直接路徑上的障礙物而變化。例如，如果您有兩個設備相距 10 米，但被磚墻隔開，提供 12 dB 的衰減，您會認為這兩個設備相距 40 米。ToF 解決了這個問題。通過測量從一個設備到另一個設備所需的時間，您可以精確地提取兩個對象之間的距離。在
ToF 顯然是在空間中準確定位物體的方法。然而，一個缺點是你需要處理光速，這是相當快的。事實上，光傳播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度測量物體之間的距離，則系統需要亞納秒精度。實現這種精度的最簡單方法是發送時間非常短的信號，由于時頻二元性，這需要 UWB 信號。
使用 ToF 精確測量距離的可能性在很大程度上解釋了 UWB 在最近幾年的復興。準確定位市場在多個領域都在快速增長，未來幾年應該會繼續保持兩位數的增長。多家公司現在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它為 iPhone 11 配備了 UWB 芯片 U1，這似乎是它自己的設計。憑借實施實時定位系統 (RTLS) 的能力，UWB 能夠在包括工業 4.0、物聯網和車輛在內各種市場中實現大量新應用。
正如我們在本文中看到的，時間可以換取帶寬，這可以有利地用于定位。但它也可以提供其他優勢。接下來，我們將探討 UWB 在許多無線應用中的另一個關鍵優勢：極低的延遲。
低延遲為王

作為工程師，我們將延遲理解為觸發操作與其響應之間的時間間隔。從無線鏈路的角度來看，這是發送數據幀和接收數據之間的時間延遲。但是消費者對延遲有一種本能的反應。玩格斗和體育游戲的游戲玩家會體驗到延遲，因為在按下按鈕和在屏幕上看到預期動作之間存在延遲。這種延遲可能是游戲中生死攸關的問題！顯示器和外圍設備正在以減少的延遲（例如，240 Hz 刷新率游戲監視器）進行積極營銷，因此，令人驚訝的是，有線外圍設備在游戲圈中仍然無處不在。
電線，就像人們記憶中那樣古老的裝置，在延遲方面的優勢仍然無可爭議。
隨著對延遲更敏感的應用程序成為主流，如今對延遲的追求越來越強烈。例如，佩戴增強現實 (AR) 或虛擬現實 (VR) 耳機的設計師和游戲玩家會體驗到延遲，因為他們的動作和視覺反應之間存在令人不安的滯后。AR 和 VR 使用戶在最輕微的延遲開始時就容易暈車。此外，當角色在屏幕上的嘴唇與他們的聲音不同步時，家庭影院所有者就會詛咒這些延遲，雖然可以小心地延遲錄制的視頻以校準延遲，但需要現場干預的饋送無法從這種策略中受益。這種涉及實時交互的無線延遲問題很容易表現出來，就像在智能手機上打字并看到按鍵與通過無線耳機傳來的按鍵音頻反饋不同步一樣。一些手機制造商會通過讓鍵盤音頻反饋不通過無線耳機來隱藏這一限制。然而具有諷刺意味的是，在帶有準系統有線耳機的過時電話上使用現已失效的音頻插孔不會造成延遲問題！這個問題更深入，工業工程師將延遲視為關鍵傳感器和控制系統中不可接受的延遲。
總而言之，當前的無線技術無法提供可接受的游戲、AR/VR、實時視頻或工業物聯網體驗，因此這些應用在 2020 年仍然是有線應用的市場。
大腦通常可以辨別出幾十毫秒或更長時間的延遲，一些樂器演奏者能夠“感覺到”3 毫秒的延遲。無線延遲有多種原因。它首先是光速的結果，與電線類似。然而，在人類尺度上，光速并不是限制因素，因為 100 米的無線通信只會產生 333 ns 的延遲。第二個原因是收發器中的處理時間。但這通常不是限制因素，因為處理器通常可以在幾微秒內完成對幀的操作。第三個原因也是最重要的一個原因是收發器可以傳輸其數據的速度。在無線收發器中，每個數據幀都必須完全接收后才能進行處理。這意味著傳輸和接收數據的速度是導致延遲的重要因素。例如，以 1 Mbps 的數據速率傳輸 1000 位幀將導致 1 ms 的延遲。這被稱為通話時間。除了通話時間外，還有媒體訪問控制層所需的時間，即MAC-Time，它與協議使用的通信棧有關，可能包括載波偵聽、幀確認、幀重傳、流控制等。MAC 時間因應用而異，與通話時間相比，MAC 時間可以從可以忽略不計變成主導因素。最終，MAC 時間通常與通話時間相關，因此可以壓縮通話時間的無線電能夠提供更短的延遲。
結合所有這些因素，很難公平地比較不同無線電的延遲。每種技術都有其目標應用，這意味著 MAC 層已相應開發。需要 99.999% 可靠性的無線鏈路不會有與盡力而為廣播系統相同的延遲。然而，延遲總是有限的，并且源自無線電的通話時間，這是一個很好的比較點。ZigBee 規范背后的 IEEE 802.15.4 標準提供 250 kbps 的數據傳輸速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。這些數據速率為 BLE 提供了幾毫秒的通話時間，為 IEEE 802.15.4 提供了數十毫秒的通話時間。這些通話時間被 MAC 層進一步“放大”，并導致更長的整體延遲，可能超過 100 毫秒，
減少延遲的一個好方法是提高數據速率，Wi-Fi 很好地應用了這種方法。隨著 802.11 標準現在支持在單個鏈路上傳輸數百 Mbps 的數據，我們現在可以看到單個幀的亞毫秒級延遲。然而，這種延遲是以功耗為代價的。Wi-Fi 標準支持超過 2000 字節的大數據包，并使用需要耗電電路的復雜調制。
延遲實際上是 5G 網絡發展背后的主要驅動因素之一。承諾幾毫秒的延遲，5G 將提供比 LTE 快10 倍的 改進。然而，5G 無線電具有與 Wi-Fi 類似的缺點，即功耗非常高，阻礙了它們在大多數物聯網設備中的使用。因此，我們可以在幾毫秒內將數據路由數百公里，但使用較低功率的無線電完成最后一百米需要更多時間。
UWB 彌合了長距離、高數據速率收發器（Wi-Fi 和 5G）與短距離低數據速率解決方案（如 BLE 和 Zigbee）之間的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脈沖來達到數十 Mbps 的數據速率。這提供了比 BLE 短一個數量級的通話時間，達到亞毫秒級延遲。當與 5G 結合時，UWB 是提供最后 100 米低延遲連接的有力候選者。
UWB 的亞毫秒延遲和相對較大的數據速率可以實現多種新的交互體驗和應用，而這些體驗和應用以前是其他短距離無線電無法實現的。然而，UWB 的一個非常重要的方面，即物聯網革命所需的一個方面，尚未討論：低功耗操作。
低功耗是黃金

在一個一切都無線化并且所有設備都需要遠程控制的世界中，功耗的重要性正在顯著增加。
在由四部分（傳感器、微控制器、PMU 和收發器）組成的簡單傳感器節點中，無線收發器在很大程度上是總功耗的主要貢獻者。事實上，用于無線功能的功率百分比可以超過總功耗的 90%。無線耳機、游戲控制器和電腦鍵盤和鼠標的功耗由無線收發器帶來的。
在過去的 15 年中，降低功耗一直在推動無線芯片的發展。經過多年的發展，BLE于2006年被批準用于解決藍牙的功耗問題。最近，藍牙 5.2 增加了一些功能，以減少不同應用程序的消耗，包括音頻。然而，這些修改大多是漸進的。從根本上說，功耗的降低受到架構的物理限制；基于載波的收發器總是需要大量功率來啟動、穩定和維持其 RF 振蕩器。經過二十年的優化，藍牙已經到了收益遞減的地步。所有窄帶技術都是如此：獲得一個數量級需要無線傳輸的新范式。原因如下：

在上圖中，您可以看到所有窄帶無線電架構（如藍牙）中固有的兩個顯著功率損失：
晶體振蕩器開銷（左下）削弱了低數據速率性能：藍牙使用 ~20 MHz 晶體振蕩器，需要幾毫瓦來啟動和穩定。UWB 無線電可以使用不需要高頻晶體振蕩器的脈沖運行，并且可以設計為以低定時功耗開銷運行。
載波開銷（中上）會影響高數據速率性能：如第 4 部分所述，在窄帶寬信道（例如藍牙無線電中使用的信道）上傳輸大量數據需要大量時間和功率。可以傳輸大量數據當分布在寬帶寬上時速度要快得多，使發射器保持開啟的持續時間要短得多，并顯著降低功耗。這意味著對于相同的消耗功率，UWB 可以傳輸更多的數據。（最右上角）
如果你從頭開始設計一個短距離 (50-100m) 無線協議，以最大限度地減少功耗和延遲并最大限度地提高數據速率，您可能會經歷以下思考過程：
首先，盡量減少發射器和接收器的開機時間。為此，每個信號都應盡可能短。從時頻二元性我們知道，時間短的信號帶寬很寬，因此該解決方案將使用寬帶通信，因此選擇了免授權UWB頻譜。
其次，確保發射器和接收器能夠盡快啟動和關閉。這使得難以使用使用傳統高精度 RF 振蕩器的收發器。最小化功耗的最佳架構是使用 UWB 脈沖無線電，而無需 RF 載波本身。從上圖中的數據可以看出，該方法為短距離通信提供了盡可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高頻載波振蕩器，因此 UWB 收發器可以非常快速地開啟，并且在給定功率水平下傳輸的數據速率遠高于窄帶無線電。
秘密終于揭曉

在文章的開頭我們提了一個問題，那就是為什么蘋果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收發器？在 2020 年初， UWB 芯片供應商 Decawave 被Qorvo以大約5億美元的價格被收購？為什么通用汽車、福特汽車、豐田汽車、尼桑汽車、本田汽車、現代汽車、大眾汽車、寶馬汽車和梅賽德斯汽車等汽車制造商都在投資 UWB？
答案現在很清楚：UWB 提供了準確定位、超低功耗、超低延遲和高帶寬的獨特組合，這是任何其他短距離無線技術無法比擬的。2021 年的超寬帶部署側重于精確定位和基于位置的服務：安全無鑰匙進入、免提支付和室內導航。即將推出具有高達藍牙 10 倍帶寬的低功耗和無電池數據物聯網網絡。
正如大家所熟知，藍牙在低帶寬、低保真通信（例如無線耳機和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，為什么蘋果要在 iPhone 11 中設計另一個收發器呢？那就是為超出藍牙設計限制的新興應用提供服務，尤其是準確定位。
在前文中，我們探討了像藍牙這樣的窄帶協議如何具有基本限制，這使其不如 UWB 那樣適合極低功耗、低延遲和無電池應用：
數據速率限制：藍牙規范將空中帶寬限制為僅 3 Mbps，并且在大多數系統中限制為小于 1 Mbps。UWB 可以以數十 Mbps 的速度運行。
低數據速率功率：即使在最低數據速率下，振蕩器開銷和長數據包持續時間也可將藍牙的最小功率保持在幾毫瓦。為低功耗操作和數據流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度傳輸 1 kbps，從而使由能量收集供電的無電池傳感器成為可能。
延遲：藍牙延遲通常超過 100 毫秒，耳機用戶將其視為回聲、長時間的音頻延遲和通話時互相交談。這種延遲使得藍牙對于游戲控制器和 AR/VR 等交互式應用沒有吸引力，對于工業傳感器和控制系統來說也是不可接受的。UWB 為近實時機器控制和交互式娛樂系統提供亞毫秒級延遲。
定位：定位服務和精準定位是UWB眾所周知的強項，可以在10厘米精度內測量相對位置。這是藍牙無法實現的，它很難獲得幾米以下的精度。
抗干擾性：3-10 GHz 頻段變得擁擠。除了LTE、5G和WiFi，包括最近發布的WiFi 6E，都占據了這個頻譜的不同部分。實現穩健的 UWB 通信是可能的，但必須謹慎完成，以便在不妨礙所有其他基于載波的信號并有效拒絕它們的情況下運行。
事實上，對于短距離、低功耗的應用，UWB 優于 WLAN 和 Zigbee 以及經典的藍牙和 BLE：

此圖表比較了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整鏈路的能效：

當您將激勵和穩定載波頻率以及傳輸窄帶數據所需的所有功耗加起來時，總和比 UWB 高 1-2 個數量級（專為低功率運行而設計）。
今天的 UWB 與 100 年前的火花隙前輩不同。盡管自近一個世紀前火花隙消失以來窄帶無線電一直主導著通信，但超寬帶正處于大規模復興的開始。畢竟，它是大約 20 年來第一個包含在智能手機中的新的未經許可的頻譜無線技術，其他手機制造商也紛紛效仿蘋果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解決了窄帶無法提供的新應用的功率、帶寬和延遲需求。UWB 非常適合主導許多新興的低功耗、低延遲、更高數據速率的應用，并為無電池應用鋪平道路。

－?The?End?－

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任何一項新生的通信技術，從誕生到成熟，都要經歷制定標準、研制試用、商用推廣幾個階段。從5G問世以來，伴隨著5G的另一個熱詞——5G超級上行也成了大家的關注焦點。經歷了三年多時間，5G超級上行的規模商用終于來了。

據華為消息，業界首次5G超級上行“跨站”靈活配對技術，在近日終于實現了全網商用。廣州聯通聯合華為一起，累積將近3000個站點開通了5G超級上行，這樣一來，5G超級上行的生效用戶比起傳統方式又增加了一倍。

那么，什么是5G上行呢？

想理解這個問題，必須先明白什么是上行。大家都知道，從2G到4G，我們對于網絡的需求，更多的是從網站下載內容，這就是對網絡下行的需求。但是從2019年末，受一些原因影響，大家長時間居家，網絡成了聯絡人際關系的主要途徑，在線網課、線上會議、高清直播都成了人們的迫切需求，而這些都需要能夠實時上傳高清視頻。有數據顯示，在那段時間里，全球移動網絡增長了40%的上行流量。

如果說，這是上行流量需求剛剛嶄露頭角，那接下來的一段時間里，沉浸式視頻、交互式視頻的流行，把人們對上行流量的需求推到了一個新的高峰。這也是上行流量第一次在移動網絡中占據核心位置。

然而，5G比2G、3G、4G的頻段更高，小區覆蓋范圍更小。不過，網絡下行可以通過增加基站的發射功率，或者采用波束賦形的技術來彌補；但是網絡上行就沒那么簡單了，手機發射的功率和天線的數量都成了制約上行的絆腳石。舉個例子，基站就好比是個大喇叭在廣播，而手機好比我們人發聲，一旦手機和基站離得太遠，就算人喊破喉嚨，基站也很難聽見。

所以，5G超級上行順勢而生。回到剛開始的問題，什么是5G超級上行？

簡單來說，5G的雙工模式有兩種：一種是上行和下行綁定在同一個頻段上，我們把這種模式稱作是FDD，也叫雙頻分工，這種模式下，上行下行分別在獨立的信道上傳輸，就像我們的雙向車道，兩個方向來車各跑各的，互不干擾。還有一種是上行和下行在同一個頻率信道上傳輸信號，只不過兩者傳送信號的時間不同，這種模式我們稱作是TDD模式。這種模式下，上行和下行就像潮汐車道，大家分時間跑。

而5G超級上行，就是TDD和PDD協同的情況下，低頻高頻互補，充分發揮3.5G大帶寬能力，不僅能夠提高上行的帶寬，還能提升上行的覆蓋范圍。5G超級上行“跨站”靈活配對技術，能夠讓TDD小區和FDD小區的超級上行配對最優化，簡單來說，就是提高了5G網絡覆蓋和用戶體驗感，讓上行用戶的視頻體驗達到1080p和4K水平。

以上就是關于華為5G在業內首次實現“跨站”規模商用的相關內容。對于華為5G超級上行，大家有什么想說的？歡迎在評論區留言交流。我是柏柏說科技，資深半導體科技愛好者。關注我，帶你了解更多最新的半導體資訊，學習更多有用的半導體知識。

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元電子戰?2022-02-08 00:00

以下文章來源于云腦智庫?，作者相控陣老劉

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來源：云腦智庫

編者注：這是07年參加工作時學習的一本書，當時做了筆記，今天整理出來分享給大家，時間久遠，不正之處，敬請指正！本學習筆記僅對前三章基本知識做了整理，后續應用部分，請參考該書籍閱讀！

第一章.緒論1.1微帶天線的歷史和優缺點

微帶天線最初作為火箭和導彈上的共形全向天線獲得了應用，現在微帶天線廣泛應用于大約100MHz～100GHz的寬廣頻域上的大量無線電設備中，特別是飛行器上和地面便攜設備中。微帶天線的特征是比通常的微波天線有更多的物理參數，具有任意的幾何形狀和尺寸，有三種基本類型：微帶貼片天線、微帶行波天線和微帶縫隙天線。

和常用的微波天線相比，具有以下優點：1）體積小、重量輕、低剖面、能與載體共形，并且除了在饋電點處要開出引線外，不破壞載體的機械結構。2）性能多樣化。設計的微帶元最大輻射方向可以在邊射到端射范圍內調整，實現多種幾何方式，還可以實現在雙頻或多頻方式下工作3）能夠與有源器件、電路集成為統一的組件，適合大規模生產，簡化整機的制作和調試，大大降低成本

和其它天線相比，其缺點如下：

1）相對帶寬較窄，特別是諧振式微帶天線（目前已經有了一些改進方法）2）損耗較大，因此效率較低，特別是行波型微帶天線，在匹配負載上有較大損耗3）單個微帶天線的功率容量較小4）介質基片對性能影響較大。由于工藝條件的限制，批量生產的介質基片的均勻性和一致性還有欠缺，影響了微帶天線的批產和大型天線陣的構建

相對帶寬較窄一般認為是微帶天線的主要缺點，單現在采用孔徑耦合的層疊式結構的微帶天線，其阻抗帶寬已經達到69％左右，具有廣闊的應用前景，一般而言，它在飛行器上的應用處于優越地位，如衛星通信、導引頭、共形相控陣等，在較低功率的各種軍用民用設備如醫用探頭等，由于它可以集成化，使其在毫米波段的優勢更為明顯。

1.2微帶天線的分析設計方法

天線分析的基本問題就是求解天線在周圍空間建立的電磁場，求得電磁場之后，進而得到其方向圖、增益和輸入阻抗等特性指標。分析微帶天線的基本理論大致可分為三類。最早出現的也是最簡單的是傳輸線模型（TLM，Transmission Line Model）理論，主要用于矩形貼片，更嚴格更有用的是空腔模型理論（CM，Cavity Model），可用于各種規則貼片（基本限于天線厚度遠小于波長的情況）最嚴格而計算最復雜的是積分方程法（IEM，Integral Equation Method），即全波理論（FW，Full Wave），理論上講，積分方程法可用于各種結構、任意厚度的微帶天線，但要受計算模型的精度和機時的限制。從數學處理上看，第一種理論將分析簡化為一維的傳輸線問題；第二種理論則發展到基于邊值問題的求解；第三種理論進一步可以計入第三維的變化，不過計算費時。基于積分方程的簡化產生了格林函數法（GFA，Green’s Function Approach）；由空腔模型擴展到多端口網絡法（MNA，Multiport network Approach）.

微帶線的傳輸模式是將微帶線看成一種開放線路，因此其電磁場可無限延伸。這樣微帶線的場空間由兩個不同介電常數的區域（空氣和介質）構成，只有填充均勻媒質的傳輸線才能傳輸單一的純橫向場－TEM模。由于空氣－介質分界面的存在，使得微帶中的傳輸模是具有電場、磁場所有三個分量（包括縱向分量）的混合模，但在頻率不太高如12GHz以下，基片厚度遠小于工作波長，能量大部分都集中在導體帶下面的介質基片內，且此區域的縱向場分量很弱，因此微帶傳輸的主模和TEM模很相似，稱為準TEM模。傳輸線法最簡單，也最為直觀，利用端縫輻射的概念說明輻射的機理，由于傳輸線模式的限制，其難于應用在矩形片以外的情況，對于矩形片，傳輸線模式相當于腔模理論中的基膜。在諧振頻率上，計算的場分布與實際很接近，參量計算合乎工程精度，但失諧大時，相差很大，計算不再可靠，基本的傳輸線法對諧振頻率的預測是不夠準確的，利用一些修正方法（如等效伸長）可將誤差減小到1％以內，如果通過樣品實測諧振頻率，然后在調整，效果更好。

空腔模型理論基于薄微帶天線的假設，將微帶貼片與接地板之間的空間看成是四周為磁臂，上下為電壁的諧振腔（確切的說是漏波空腔）。天線輻射場由空腔四周的等效磁流來得出，天線的輸入阻抗可根據空腔內場和饋源邊界條件來求得。腔模理論特別是多模理論是對傳輸線法的發展，能應用于范圍更廣的微帶天線，并且由于計及了高次模，因此算得的阻抗曲線較準，且計算量不算大，比較適合工程設計的需要。但基本的腔模理論同樣要經過修正，才能得到較為準確的結果。特別是邊界導納的引入，把腔內外的電磁問題分成為獨立的問題，這在理論上是嚴格的，只是邊界導納的確定很困難，計算只能是近似的。在腔模理論中，認為腔內場是二維函數，這在薄基片時是合理的，而對于厚基片則將引入誤差。由于微帶天線的目的就是降低拋面高度，因此在大多數情況下是不成問題的，但在毫米波段就需要另行考慮了。

積分方程法和腔模理論的基本立足點不同，它討論的是開放的空間，是以開放空間的格林函數為基礎，基本方程是嚴格的，除了少數例外，通常用矩量法求解。

要得到高增益、掃描波束或波束控制等特性，只有將離散的輻射元組成陣列才有可能，同一陣列中輻射元可以相同也可以不同，在空間可以排成線陣、面陣或立體陣。

1.3?微帶天線的應用微帶天線優勢有低剖面、價格偏移并可制成多功能、可共形的天線；可集成到無線電設備內部，可用于室內外，尺寸可大可小，大的微帶天線其長度可達十幾米。微帶天線在空間技術中如X－SAR（X波段合成孔徑雷達）、SIR（航天飛船成像雷達）、海洋衛星等以不同的微帶形式完成特定的功能。在可移動衛星通信中以及內部集成的微帶天線在PCS（個人通信業務）/蜂窩電話和其它手持便攜式通信設備中都有廣泛的應用。注：便攜式無限通信設備一般要求天線要小、輕、對兩個正交極化靈敏。輻射方向圖在所有主平面上必須是準各向同性的，并且，在許多應用中，需要寬頻帶。人體對天線的影響以及人體對天線輻射的吸收都要盡可能的小，此外，總是希望天線集成在印制電路板上或塑料盒里。由此需要使用內部集成的天線，例如微帶天線。內置天線機械強度大，不易折斷；不增加設備的尺寸；使用不需要拉伸，人為影響小；并且使用高水平的防護技術，可以使天線與人體的作用減到最小。微帶天線能提供50Ω輸入阻抗，因此不需要匹配電路或變換器；比較容易精確制造，可重復性較好；可通過耦合饋電，天線和RF電路不需要物理連接；較易將發射和接收信號頻段分開，因此可以省掉收發轉換開關或至少使設計簡化；容易制成雙頻段雙極化模式。因此微帶天線是最好的選擇之一。第二章.微帶陣列天線的基本理論

天線是各種無線電設備必不可少的組成部分，它能有效的、定向的輻射或接收無線電波并通過饋線與收發系統聯系起來，起著能量轉換作用。

從本質上講，微波傳輸線（傳輸微波信息和能量的各種形式的傳輸系統的總稱）是一個封閉系統，基本功能就是傳輸電磁能量，其電磁場被束縛在傳輸線附近而不會輻射到遙遠的空間，自身的不連續性可以用來構成各種形式的微波元件。天線是由傳輸線演變而來，但其基本功能是向空間輻射或接收電磁能量，是一個開放的系統。

不管是線天線還是面天線，其輻射源都是高頻電流元，這是共性。因此討論電流元的輻射場是討論天線問題的出發點。

要解決天線的兩個最主要的問題是阻抗特性和方向特性。前者要解決特性和饋線的匹配問題；后者要解決輻射和定向接收問題，亦即解決提高發射功率或接收機靈敏度問題。但這一切都要先求出天線在遠區的電磁場分布。為此需要求解滿足天線邊界條件的麥克斯韋方程組。嚴格數學求解是很困難的，經常采用工程近似的方法進行研究，即用某種初始場的近似分布代替真實的準確分布來計算輻射場。這樣可以避免嚴格的理論求解又可以獲取一定的精確度。

2.1?微帶天線單元結構最簡單的微帶天線是由貼在帶有金屬底板的介質基片上的輻射貼片構成。貼片導體通常是銅或金，可采取任意形狀。但通常采用常規的形狀以簡化分析和預期其性能。基片的介電常數應較低，這樣可以增強產生輻射的邊緣場。微帶天線單元/陣列其結構通常都比較簡單，但電磁場的分析卻很復雜。一方面，微帶天線的品質因數很高，較難得到精確的阻抗特性；介質的各向異性、加載、損耗、表面波效應等影響也較嚴重。另一方面，微帶特性幾何結構多樣（不同貼片單元形狀、饋電方法以及寄生單元或層疊單元的應用，共面饋電網絡與有源線路的集成等）。微帶特性的分析方法主要分為基于簡化假設的近似方法和全波分析方法兩類。全波分析法有更好的適應性和更高的精度，但速度較慢。第一類方法包括傳輸線模型、空腔模型和分段模型。該方法講貼片單元當作一段傳輸線或是空腔諧振器，簡化了分析和計算，提高了速度，物理概念清晰，可以提供設計的初始數據。2.1.1微帶天線的傳輸線模型??基本假設：1）微帶片和金屬底板構成一段微帶傳輸線，傳輸準TEM波，波的傳輸方向決定于饋電點。線段長度L≈λ_g/2，λ_g為準TEM波的波長。場在傳輸方向上是駐波分布，而在垂直方向上是常數。2）傳輸線的兩個開口端（始端和末端）等效為兩個輻射縫，場為W，寬為h，縫口徑場即為傳輸線開口端場強。縫平面看作位于微帶片兩端的延伸面上，即是講開口面向上折轉90^o，而開口場強隨之折轉。由上可見當L＝λ_g/2時，二縫上切向電場均為x方向，且等幅同相，它們等效為磁流，由于金屬底板的作用，相當于有二倍磁流向上半空間輻射。縫隙上等效磁流密度為M_s＝－2V/hV為傳輸線開口端電壓。

由于縫已經放平，在計算上半空間輻射場時，就可以按照自由空間處理。這是這種方法的方便之處。

圖2.1?傳輸線法物理模型
2.1.2輻射元方向圖

微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出。

由圖2.1可見，微帶天線的輻射等效為二元縫陣的輻射，并且縫上等效磁流是均勻的，可求出天線的輻射場為：
2.2微帶陣列

微帶天線單元的增益一般只有6～8dB。為獲得更大增益，或為了實現特定的方向性要求，常采用由微帶輻射元組成的微帶陣列。最簡單的排陣方式是直線陣。其饋電結構一般采用串饋或并饋。

2.2.1線陣輻射特性

由相同而且取向一致的輻射元組成的陣列方向圖是其輻射元方向圖和陣因子方向圖的乘積（方向圖乘積定理）。陣因子方向圖就是將實際輻射元用無方向性的點源代替（具有原來的機理振幅和相位）而形成的陣方向圖。微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出，這樣就可以求出微帶線陣的的輻射特性。

圖2.2 N元線陣

一般根據下式進行選擇不出現柵瓣的元間距：

2.2.2平面陣天線

如圖2.3所示，矩形平面陣中各單元相同，位于原點的第00號單元為陣的中心點，x方向單元編號m∈（－M~M），y方向的單元編號n∈（－N~N），第00號單元為相位參考點，忽略陣中各單元間的互耦影響時，設各元的激勵電流為：

由此可見平面陣因子是兩個線陣因子的乘積，因此可以用線陣方向性分析的結果分析平面陣的方向性。在x方向線陣形成圍繞x軸的圓錐形波束，y方向形成圍繞y軸的圓錐波束。因此，平面陣因子的主瓣是兩個線陣圓錐主瓣相交部分的乘積，這就得到了兩個針狀主瓣，一個指向z>0空間，另一個指向z<0空間。在實際應用中，總是選擇陣為單向輻射，即只有z>0空間輻射的針狀主瓣。研究兩個主平面的方向圖特性時:

圖2.3矩形平面陣

2.3電掃描天線???由于天線波束的指向始終與相位波陣面相垂直，因此，只要改變相位波陣面的位置，就能實現天線波束的掃描。根據改變相位波陣面的方法不同，波束掃描大致分為三類：1.相位掃描在陣列中每一個單元都安裝一個移相器，相移量能在0～2π之間調整，用電子控制每個移相器，以達到快速掃描的目的，即相控陣天線，陣中每個單元間距為d，波束掃描角為θ0，則相鄰單元之間的相移量為ψ=2πd sinθ0/λ，可見相位掃描具有頻率敏感性，即如果相位不隨頻率變化，則掃描角θ0必與頻率有關，改變頻率也會改變波束掃描角。2.時延掃描將相掃天線中的每一個移相器都換成可變時間延遲線，則相鄰單元之間的相移量變換為時間延遲量t=dsinθ0/c，式中c為電磁波在真空中的傳播速度為一常數，由此可知波束掃描角θ0與頻率無關3.頻率掃描頻掃天線的波束指向就是隨發射機振蕩頻率的改變而變化，即波束指向是頻率的函數，而一般的頻掃天線總是與相掃天線結合應用構成所謂的三坐標雷達，即方位面采用相掃，俯仰面采用頻掃。2.3.1相控陣天線???電掃描天線的典型形式就是相控陣天線。它與傳統的機械掃描天線相比，具有高增益、大功率、多波束和多功能、高數據率、高可靠性和易實現接收機自動控制等諸多優點。???相控陣天線的典型框圖如圖2.4所示:

發射機的射頻能量經饋電網絡進行功率分配，按預定比例饋送到陣列中的各個單元的移相器，經適當的移相后在饋給陣列各單元進行輻射。波束控制指令信號輸入計算機，運算后通過移相器控制電路進入各單元移相器，分別控制各自的相移量，從而獲得各相鄰單元間所要求的相位差，使天線波束指向預期方向。

事實上，如果將n個完全相同的天線所組成的n元均勻線陣中的每個天線都帶上一個可控移相器，則該天線陣就成為一維相控陣天線。

假如單元天線的饋電電流不同相，設相鄰兩單元的電流間的相移為δ，則當改變δ時，波束指向在掃描空間移動。設最大輻射方向發生在θm0，則有δ=-kdsinθm0。由此，改變相鄰單元之間的相位差δ，就可以改變波束的最大輻射方向θm0，實現波束掃描。

2.3.2盲點效應???在相控陣天線的設計中，必須考慮兩個問題：1）在實空間不出現柵瓣2）抑制或消除盲點實踐發現，當波束掃描到某一角度θn，天線處于全反射狀態，既不輻射也不接收能量，角θn稱為盲點。從物理本質上講，產生盲點的原因有兩個。一是相控陣中存在高次模和互耦效應。高次模發生在一個單元，而其它單元都與它們的發射機端接。由于互耦效應，在某些特定掃描角上，被激勵起的高次模與主模耦合，致使口面場受到抵消。因而不能輻射也不能接收功率。二是漏波的抵消效應，所謂漏波是指當陣列單元輻射時，有一部分沿陣列表面向后泄漏的能量，這個漏波在這里的無源端接的單元上也會產生輻射波，于是原始的輻射波與漏波產生的輻射波在陣外空間疊加，在某個特定方向上造成盲點。在工程上，消除盲點的主要措施是合理選擇陣格尺寸和輻射單元的口徑尺寸。單元口徑尺寸越大，盲點越靠近陣列的法線方向，因此應盡量減小口徑尺寸，使盲點靠近柵瓣方向，再選用較小尺寸的陣格，使柵瓣遠離掃描空間，這樣既可以再掃描空間不出現柵瓣又抑制了盲點。2.3.3天線的副瓣性能???在相控陣天線的系統性能中，天線的副瓣特性是很重要的，相控陣天線的副瓣特性在很大程度上決定了雷達抗干擾、抗反輻射導彈及雜波抑制等戰術性能，是雷達系統的一個重要指標。為降低相控陣天線的副瓣電平，通常對陣面天線單元的電流分布采用各種形式的加權，但加權之后，天線波束的主瓣展寬，將降低天線增益和雷達角分辨率，不利于抗從主瓣進入的干擾。低副瓣與超低副瓣天線通常是指副瓣電平必主瓣電平低30dB與40dB的以上的天線。為實現這樣的天線，對面天線而言，主要是應按要求的副瓣電平來設計天線口徑照射函數，實現所需的加權。具體實現辦法是：可在饋線網絡中采用不等功率分配器或衰減器加等功率分配器，也可將衰減器與不等功率分配器混用。此外天線反射面的加工必須嚴格保證公差要求，使天線口徑面上的實際電流分布與理論上所要求的分布在幅度和相位上的誤差低于所容許的范圍。對于陣列天線，為獲得低副瓣性能，除幅度加權外，還可采用密度加權、相位加權等方法來實現等效的幅度加權口徑照射函數。陣列中各天線單元激勵電流的幅度和相位誤差以及各天線單元的安裝公差，應嚴格低于額定副瓣電平所容許的范圍。此外，設計中還應考慮各天線單元之間的互耦效應。同時，因為天線波束可以在一個較大的空間范圍內進行掃描，隨著掃描角的變化，天線單元之間的互耦也會發生變化，各天線單元激勵電流的幅度和相位也會發生變化，所以為了實現低副瓣與超低副瓣電平，還必須考慮天線波束掃描產生的影響。除了精心設計天線單元，采用單元之間的去耦措施外，解決此問題的一種思路是統一設計天線單元和饋電網絡。饋電網絡的設計，要考慮天線單元之間互耦隨波束掃描而變化的因素。在一定條件下，饋電網絡的設計應具有隨波束掃描變化而進行自適應調整的能力。密度加權天線陣是一種不等間距加權天線陣。不等間距天線陣中各有源天線單元的間距是不等的，靠近陣列中心的單元其間距小些，偏離陣列中心越遠的單元，其間距越大，但各天線單元激勵電流的幅度都相同。密度加權天線陣是以抬高遠區副瓣電平為代價（會因此降低天線增益）來降低主瓣附近的副瓣電平。對采用數字式移相器的天線陣列，如果在波束控制信號之外還將相位加權控制信號加到陣列中某些單元的移相器上，改變陣列各天線單元激勵電流的相位，那么也可以得到類似于加權的效果，降低天線波瓣主瓣附近副瓣電平。2.3.4陣列單元隨機幅度與相位誤差的影響??相控陣天線中各單元的激勵電流在幅度和相位上存在著隨機幅度與相位誤差（不可能完全相同），引起幅相誤差的原因很多，如天線單元方向圖的不一致，天線單元的安裝誤差、天線單元的損壞、天線單元之間互耦引起的天線單元的阻抗變化和駐波變化、饋線各單元通道之間的幅相誤差（如移相器的誤差，阻抗不匹配引起反射所產生的幅相誤差、溫度變化影響等）。這類誤差具有隨機性，對天線波瓣的副瓣電平、天線增益以及波束指向等均有重要影響。但總的來說，各天線單元的隨機幅相誤差對天線增益的影響較大，對天線副瓣和陣列波束的指向精度的影響較小。采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配到各個天線單元。對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端。發射或接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配，這些連接點處，存在電磁波反射。當各個節點處的多次發射波重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化，對接收陣而言，則使各天線單元接收到的信號在到達接收機輸入端時產生幅度和相位起伏。2.4?互耦效應對陣性能的影響微帶陣列天線中，各微帶元之間存在互耦效應，將導致：1）單元在陣中的方向圖與孤立元的方向圖不同；2）陣中單元的輸入阻抗與孤立元的輸入阻抗不同；3）對于相控陣，陣中單元的輸入阻抗將隨掃描角的改變而改變，這會引起陣的失配和單元效率（或增益）的降低；4）天線的極化特性要變壞2.4.1互耦對陣元方向圖的影響???設M×N個微帶天線元組成的陣列，陣中只有第j個單元接上電源，而其余單元都端接匹配負載。從物理意義上，可以看出此時單元在陣中的方向圖將不同于孤立元的方向圖（存在互耦的影響）。互耦的存在將使第j個元上的輻射的能量有一部分耦合到其它陣元，耦合能量的一部分被其端接負載所消耗，另一部分將再輻射，因此，陣中單元方向圖將不同于孤立元的方向圖。而且，對于有限數目陣元組成的陣列，由于各陣元再陣中所處的位置不同，它所受到的互耦影響也不同，故再陣中單元方向圖也不相同。只有在無限陣列中，各元在陣中單元方向圖才相同。嚴格的講，由于互耦的影響，將使微帶天線貼片上電流分布規律也有變化。特別是對相控陣天線，隨著掃描角的變化，電流分布也要改變。對于一個大陣，由于陣的總方向圖的主瓣很窄，而一般陣元的方向圖主瓣很寬。即陣元方向圖對陣的總方向圖中主瓣和前面幾個旁瓣的影響不太大。在這種情況下，計算總方向圖時，可以忽略互耦影響，這就是一般陣天線中常用的分析方法，這是一種近似方法。而對于掃描波束的相控陣天線，就不能忽略這種互耦影響。2.4.2互耦對陣元輸入阻抗和匹配的影響???兩種分析方法：互阻抗法和散射矩陣法（兩種方法得到的結果相同）???有源陣列的輸入阻抗將隨波束掃描方向的變化而變化，這是由于互耦影響形成的。對于一個有限尺寸的陣列，由于各陣元在陣中的位置不同，其互阻抗也不同，所以一般來說，各陣元的有源輸入阻抗也不完全相同。嚴格的說，只有無限大尺寸的陣列，各陣元在陣中所處的環境完全相同，那么各陣元的有源輸入阻抗才會相同。對于有限尺寸的大陣，除位于陣邊緣的少數陣元外，其它多數陣元的輸入阻抗可以近似認為是相同的。如果連接電源和陣元之間的傳輸線已與電源內阻抗相匹配，則在第mn個元輸入端處的反射系數為:

可見，反射系數也將隨波束掃描方向的改變而改變，所以在相控陣天線中不僅需要考慮到陣元在一定的頻帶范圍內的阻抗匹配（即寬帶匹配），而且還要考慮到在一定的掃描范圍內的阻抗匹配（即寬角匹配）。這是相控陣天線與非電控掃描天線以及一般天線的不同之處。后兩者只需要考慮寬帶阻抗匹配。

利用互耦系數構成的散射矩陣來計算反射系數隨掃描方向的變化是較為直接而又簡便的方法。這是因為散射矩陣直接與入射電壓波和反射電壓波相聯系，而且在微波網絡中能直接測量的是耦合系數（或稱為散射系數）。

2.4.3互耦對相控陣天線增益的影響

2.4.4確定微帶天線元之間互耦的方法??兩種方法：一是通過實驗測量，二是利用分析和計算方法得出a).實驗測定法確定各元之間互耦的一種最符合實際的的方法是直接在陣中進行測量，實際上，利用散射系數的互易性，以及陣結構的對稱性可以使測量次數大大減小。同時，對于大陣，在陣中除靠邊緣的陣元外，對位于陣中間的單元可近似認為它們所處的陣環境相同。因此，可以認為它們的反射系數相同，這樣只要選擇在陣中不同位置的幾個典型單元，確定它們的反射系數就可以反映整個陣的反射特性。通常在設計陣時，往往只用兩個陣元，只需要實測這兩個陣元之間的耦合系數，而忽略其它陣元對它們的影響。因此，只要測出這兩個元在不同取向和位置時的耦合系數，據此計算陣的反射系數，并設計匹配措施。但要注意一點，對于波導型、縫隙或振子陣元，這樣的測量只要在一塊較大的金屬板（作為接地平面）上放置陣元即可。對微帶特性元除了接地平面外，還必須考慮它們之間有介質基片，這是不能忽略的。元間距在幾個波長范圍內的耦合系數變化的一般規律：1）隨著元間距的加大，耦合系數減小，在E面耦合系數近似按1/d減小；在H面耦合系數減小更快，近似按1/d²減小。而耦合系數的相位滯后基本上按kd成直線變化。這意味著在微帶基片較薄和間距不太大時，耦合主要取決于空間輻射波，表面波耦合不占主要部分。2）E面和H面耦合曲線是不同的，因此微帶元的相對取向位置不同，它們之間的耦合也不相同。3）考慮其它陣元存在對互耦的影響時，法線它對E面耦合影響稍大，使耦合系數比只有兩元時要大一些，而相位滯后要變小一些。其它陣元存在對H面耦合的影響較小。因此作為一種近似計算，利用兩元間的互耦系數來計算陣中的反射系數和輸入阻抗還是可行的，特別對較小的陣。b).用反應原理計算互耦

c).無限周期陣列概念與波導模擬器???上面討論的是先用實驗或計算機來確定各元間的互導納或散射系數，然后再將所有元的互耦影響一一疊加起來，從而得到陣中單元的輸入阻抗或反射系數的方法稱為逐元法，該法的優點是直觀，可以預測出再陣中不同位置的陣元性能，方法不僅適用平面陣也適用共形陣。所以，逐元法再中小尺寸的平面陣和共形陣中應用最廣泛。但對于大陣，由于陣元數目多，使計算或實驗工作量大大增加，這時，常采用無限周期陣列的概念，因為大陣中間部分的單元再陣中所處的環境基本相同，所以再陣中間不同位置的單元的性能基本一致，因此，預測大陣性能可用無限陣列來近似，在無限陣中每個陣元所處的環境完全相同，陣中各元的性能也完全相同。分析無限陣列，不是先求各元間的互耦而是直接建立求陣中單元輸入阻抗或反射系數的方程。由于無限陣是一個周期結構，因而可利用弗洛蓋特（Floquet）定理來建立陣的場方程。常用的解法有場匹配法、復功率法、積分方程法（用矩量法求解）、變分法和留數法等。利用無限周期陣列模型與逐元法相比有很多優點。首先它已將所有陣元存在的互耦影響全部自動考慮在內，所以方法比較嚴格。其次，它也考慮了陣元上的場分布受互耦的影響，特別是場分布隨掃描方向而變化的影響。因此，用無限陣列模型可以預測出陣在掃描時是否會出現“盲點”，所以這種方法已在分析波導型、縫隙型和振子型陣天線中廣泛應用。對于微帶天線元組成的大陣，原則上也可以利用這種方法。

基于無限陣列概念還發展了一種實驗模擬技術用來預測相控陣天線的反射特性。這種技術是利用波導模擬器來完成的。

2.5?輻射單元、排列柵格和陣形2.5.1微帶天線陣元的類型

可根據陣的帶寬、極化、方向圖特性（或掃描范圍）、增益和效率等要求以及陣在結構上的要求來選擇最合適的微帶天線元。微帶天線元大致可分為三類：貼片式、縫隙式和不均運行微帶線等。

1．貼片式微帶天線

按工作原理可分為諧振式和行波式。諧振式貼片微帶天線作為陣元具有以下一些主要特點。單元本身具有一定的方向性系數，典型數據可達6dB左右。其效率較高，一般在90％以上。其半功率波束寬度大致在80^o～100^o之間。對于相控陣而言比較適合于最大掃描角在±50^o以內。該形式的天線可工作在線極化、圓極化或變極化。對方形和圓形貼片，利用相互正交的雙端饋電，在利用功率分配器和移相器以改變兩端激勵的相對振幅和相位，就可以構成圓極化或變極化。對接近方形的貼片和橢圓形貼片，利用單端饋電也可以做成圓極化陣元，但不能作成變極化陣元。諧振式貼片具有以下一些缺點。阻抗匹配帶寬較窄，通常在輸入端駐波系數小于2的帶寬只有百分之幾。當掃描范圍大于±60^o時，單元方向圖的波束顯得窄了一些，同時，當要求較大掃描范圍時，為了避免在掃描范圍內出現柵瓣，要求單元間距要較小，這樣貼片尺寸也稍嫌大。這對將陣元和饋電網絡都集成在同一介質基片上的單面陣就顯得空間擁擠。因此，為了展寬波束或縮小天線尺寸，也常采用λ/4短路矩形貼片作為陣元，它相當于矩形貼片的一個輻射邊短路，而尺寸縮小了1/2。此外，規則形狀的諧振式貼片單元可以一哦能夠較為準確的方法分析，已經導出各種較為準確的設計公式，所以設計較為簡便，且減少調試工作量。

行波式貼片微帶天線一端激勵，另一端接匹配負載以保證貼片上電流或其內空間場按行波分布。這種天線的特點是阻抗匹配帶寬較寬，但波束最大值指向隨頻率變化。這種天線最大值輻射方向可以設計成接近邊射到端射的任一方向。它既可以輻射線極化波，也可以輻射圓極化波，但由于其一部分功率消耗在終端負載上所以效率較低。

2．縫隙式微帶天線

縫隙天線利用微帶傳輸線激勵，是在微帶傳輸線接地面上開縫，故其輻射是向兩邊的，如果需要單方向輻射，可在離縫高度為λ/4處加金屬反射板。

這種天線的特點是它的阻抗匹配帶寬比諧振式貼片天線要寬，特別是寬矩形縫。這種縫隙天線一般輻射線極化波，對制造公差要求比貼片式要小，用于陣元時量輻射元之間的隔離比貼片式要好，但當要求單方向輻射時，這種天線的厚度比貼片式天線要大。同時分析和設計這種天線要比貼片式困難一些，其廣泛應用于衛星廣播接收陣的陣元。

3.不均勻性微帶線

微帶線不均勻性是另一大類廣泛應用的天線陣元。它通常是利用在微帶傳輸線上進行切割、突變或彎曲等方式形成輻射。

這類天線用作陣元的特點是阻抗匹配頻帶較寬，快點電路結構簡單而緊湊。構成陣的波束指向一般可設計在任何方向上。其缺點就是波束指向隨頻率變化較靈敏。由于是行波饋電，陣的效率不高。

2.5.2排列柵格和陣形

柵格一般有兩種排列方式：一是矩形柵格排列；二是三角形柵格排列。在矩形柵格的單元位置中，只有當（m＋n）為偶數的位置中放置輻射單元，才組成三角形柵格。

對于同樣的柵格抑制，矩形柵格排列比三角形柵格排列單元數多（比柵格為等邊三角形時多16％）。輻射單元少，意味著成本降低。另外柵格間距的增加，有利于輻射單元的安裝。因此，三角形排列采用的較多。

外觀形狀為矩形或正方形的陣列最常見，計算比較簡單，其尺寸大小由主瓣寬度決定。均勻幅度的矩形陣，第一旁瓣電平可高達－13.2dB，抗干擾性能不好，這是最大的缺點。

把矩形陣改為圓形陣，在均勻幅度時，第一旁瓣電平可降至－17.6dB，圓形陣多采用正方形柵格。

用三角形柵格可排列成正六角形陣，這樣的排列可有效的減少相控陣天線單元數目，降低雷達的造價。

當掃描角θ≥60^o時，平面陣會受到柵瓣的影響而難以實現，利用球面的自然對稱性，能在較寬的角度范圍內保持天線方向圖和增益的均勻性，同時可克服寬角度下阻抗失配的影響。因此，將陣列單元排列在一個球面上構成球形陣，可改善角掃描性能。

對于機載雷達，為了便于安裝，減小阻力和覆蓋盡可能寬的立體角，要求陣面的形狀與機體表面形狀一致，這就是所謂的共形陣。

圖2.5?三角形柵格

2.6?電磁波的極化

電場強度E的方向隨時間變化的方式稱為電磁波的極化。根據E矢量的端點軌跡形狀，電磁波的極化可分為三種：線極化、圓極化和橢圓極化。

兩個相位相差π/2，振幅相等的空間上正交的線極化波，可合成一個圓極化波；反之也成立。兩個旋向相反，振幅相等的圓極化波可以合成一個線極化波，反之亦然。

橢圓長軸對x軸的夾角τ稱為極化橢圓的傾角，長軸與短軸的比值稱為軸比，極化橢圓的軸比、傾角以及旋向是描述極化特性的三個特征量。線極化（軸比→∞）和圓極化（軸比等于1）都是橢圓極化的特例，旋向以傳播方向z為參考，它直接由相位差φ決定，若φ在第一二象限，則為左旋波，若φ在三四象限，則為右旋波。

兩個空間上正交的線極化波可以合成為一個橢圓極化波，反之亦然。兩個旋向相反的圓極化波可以合成一個橢圓極化波，反之亦然。

圓極化波具有兩個與應用相關的重要特性：

1）當圓極化波入射到對稱目標（如平面、球面等）上時，反射波變為反旋向的波，即左旋變右旋，右旋變左旋。2）天線若輻射左旋圓極化波，則只接收左旋圓極化波而不接收右旋圓極化波，反之，若天線輻射右旋圓極化波，則只接收右旋圓極化波，這稱為圓極化天線的旋轉正交性。根據這些特性，在雨霧天氣里，雷達采用圓極化波工作將具有抑制雨霧干擾的能力。因為水點近似球形，對圓極化波的反射是反旋的，不會被雷達天線所接收。而雷達目標（如飛機、船艦、坦克等）一般是非簡單對稱體，其反射波是橢圓極化波，必有同旋向的圓極化成分，因而能被收到。由于一個線極化波可分解為兩個旋向相反的圓極化波，這樣，不同取向的線極化波都可由圓極化天線收到，因此，現代戰爭中都采用圓極化天線進行電子偵察和實施電子干擾，同樣，圓極化天線也有很多民用方面的應用。第三章?微帶天線的饋電方法天線是一種能量變換器，發射天線把發射機輸出回路的高頻交流電能變為輻射電磁能，即變為空間電磁波。相反，接收天線把到達的空間電磁波變為高頻交流電能，傳送到接收機的輸入回路。從發射機到天線以及從天線到接收機之間的連接是依靠饋線來實現的。傳輸線（或饋電線）系指將高頻交流電能從電路的某一段傳送到另一段的設備。一般說來，對傳輸線有以下要求：1）傳輸線應具有最小的能量損耗。這些損耗包括導線中電阻產生的能量輻射、導線間介質中所產生的介質損耗，以及發射到外部空間的輻射損耗。2）沿線路允許傳輸的帶寬內高頻振蕩功率應盡可能大3）傳輸線不應改變天線的方向圖特性。因此必須消除傳輸線上的能量輻射。要消除這種“天線效應”，必須在所給的工作波長下選擇適當的傳輸線形式和幾何結構。4）傳輸線的電參量應穩定到這樣的程度，以至于外部媒質的溫度、濕度和壓力的改變，以及機械振動和其它不穩定因素均不影響到天線設備的工作穩定性。5）傳輸線應有適當的尺寸和重量6）傳輸線應有一定的機械強度，便于裝配。在制造上也要盡可能的簡單，使用中要考慮到傳輸線的經濟性。當負載阻抗等于傳輸線的特性阻抗時，其工作在行波狀態，傳輸效率最高，功率容量也最大；且傳輸線的輸入阻抗呈電阻性，它的大小不會隨頻率而變化，這樣便于與發射機調諧匹配。因此，希望傳輸線工作在行波狀態。但是，在無線電收發設備中，傳輸線的終端負載是天線，而天線的輸入阻抗是隨頻率而變化的，在工作波段內呈現為復阻抗性質。因此就要在傳輸線末端與天線之間加上一個“匹配裝置”，使得天線阻抗經過匹配裝置的變換作用后，與傳輸線的特性阻抗相等，從而使傳輸線工作在行波狀態或稱為匹配。3.1?微帶單元天線饋電兩種基本方式：一是用微帶線饋電；二是用同軸線饋電3.1.1微帶線饋電???用微帶線饋電時，饋線與微帶貼片是共面的，因而可方便光刻，制作簡便。但是饋線本身也要引起輻射，從而干擾天線方向圖，降低增益。為此一般要求微帶線寬度w不能寬，希望w ＜λ。還要求微帶天線特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介電常數εr要大。天線輸入阻抗與饋線特性阻抗的匹配可由適當選擇饋電點位置來實現。當饋電點沿矩形貼片的兩邊移動時，天線諧振電阻變換。對于TM10模，饋電點沿饋電邊（x軸）移動時阻抗調節范圍很大。微帶線也可通過間隔伸入貼片內部，以獲得所需阻抗。

饋電點位置的改變將使饋線與天線間的耦合改變，因而使諧振頻率有一個小的漂移，但是方向圖一般不會受影響（只要仍保證主模工作）。頻率的小漂移可通過稍稍修改貼片尺寸來補償。

在理論計算中，微帶饋源的模型可等效威嚴z軸方向的一個薄電流片，其背后為空腔磁臂，為計入邊緣效應，此電流片的寬度d0比微帶寬度w寬（取有效寬度）。

微帶饋線本身的激勵往往利用同軸－微帶過渡。有兩種形式：垂直過渡（底饋）和平行過渡（邊饋）。

3.1.2同軸線饋電

用同軸線饋電的優點有：1）饋電點可以選在貼片內任意所需位置，便于匹配。2）同軸電纜置于接地板上方，避免了對天線輻射的影響。缺點是結構不便于集成，制作麻煩。

這種饋源的理論模型，可表示為z向電流圓柱和接地板上同軸開口處的小磁流環。其簡化處理是略去磁流的作用，并用中心位于圓柱中心的電流片來等效電流柱。一種更嚴格的處理是把接地板上的同軸開口作為傳TEM波的激勵源，而把圓柱探針的效應按邊界條件來處理。

天線設備作為一個單口元件，在輸入端面上常體現為一個阻抗元件或等效阻抗元件，與相連接的饋線或電路有阻抗匹配的問題。

微帶輻射器的輸入阻抗或輸入導納是一個基本參數，因此應精確的知道輸入導納，以便在單元和饋線之間做到良好的匹配。

由于對大多數工程應用來說，簡單的傳輸線模型給出的結果已經足夠滿意，很多文獻都給出了用傳輸線模型計算微帶天線輸入阻抗的方法，但由不同文獻給出的方法計算出的值相差較大。

3.1.3電磁耦合型饋電

結構上的特點是貼片（無接觸）饋電，可利用饋線本身，也可通過一個口徑（縫隙）來形成饋線與天線間的電磁耦合。因此可統稱為貼片式饋電。這對多層陣中的層間連接問題，是一種有效的解決方法，并且大多數能獲得寬頻帶的駐波特性。

利用口徑耦合的電磁耦合型饋電結構是把貼片印制在天線基片上，然后置放在刻蝕有微帶饋線的饋源基片上，二者之間有一帶有矩形縫隙的金屬底板。微帶線通過此口徑來對貼片饋電。口徑尺寸將控制由饋線至貼片的耦合，采用長度上比貼片稍小的口徑一般可獲得滿意的匹配。

3.2 陣的饋電形式與設計
陣的饋電網絡的主要任務是保證各陣元所要求的激勵振幅和相位，以便形成所要求的方向圖，或者使天線性能各項指標最佳。對饋電網絡的主要要求是阻抗匹配、損耗小、頻帶寬和結構簡單等。陣的饋電形式主要有并饋和串饋兩種形式，也有這兩種形式的組合。

3.2.1并聯饋電

并聯饋電是利用若干個功率分配器，將輸入功率分配到各個陣元。功率分配器可以分成兩路、三路或多路。但為了使饋電結構中最大和最小阻抗之比最小，通常采用兩路功率分配器。

對于并聯饋電陣，當所有陣元相同時，各元所要求的振幅分布可以利用改變功率分配器的各路功率分配比來實現，而各陣元所要求的相位分布，可采用控制各路饋電線長度或附加移相器來實現。例如對于同相陣，則可以利用各路饋線等長或相差饋線波長的整數倍來保證各元同相激勵。對于相控陣同相則要求采用電控移相器來實現波束掃描所要求的相位分布。對功率分配器除要保證功率分配比外，還要求各路輸出端之間有較好的隔離。

并聯饋電網絡的設計是比較簡單和直接的。當選定陣元的形式和尺寸后，根據各元所要求的激勵振幅和相位，考慮到互耦的影響，可計算出各元的輸入阻抗。已知陣元的輸入阻抗，所要求的激勵振幅和相位后，就可以設計功率分配器和饋線的布局（要考慮長度以保證相位）。

并聯饋電微帶天線陣的陣元較少時，通常可將微帶功率分配器和饋線與陣元都集成在同一塊介質基片上，稱為單面陣。當陣元數目較多或陣面空間較擁擠時，也可以將微帶功率分配器的一部分或全部放在陣面后面，組成多層陣。此時各元用同軸探針激勵，或者上下層功率分配器之間用同軸探針相連，為此必須要求各層具有金屬化孔，并要求各層之間嚴格對準。陣元數多時，需要采用多級功率分配器，為了減少損耗和提高功率容量，對靠近輸入端的前面幾級功率分配器也可采用波導、同軸線或板線式功率分配器和饋線。

并聯饋電具有以下幾個特點：設計比較簡單，各元所要求的激勵振幅和相位可以通過設計饋電網絡來實現。當饋線等長時，波束指向與頻率無關，所以頻帶寬度主要取決于阻抗匹配的頻帶，比較容易實現寬頻帶。這種饋電形式既適用于固定波束陣，又適用于利用電控移相器進行波束掃描的相控陣。它的缺點是需要許多功率分配器，饋線總長度較長，這不僅占據了空間，也大大增加了傳輸損耗。同時，使整個饋電網絡比較復雜。

3.2.2串聯饋電

串聯饋電是將天線陣元用微帶傳輸線串聯連接起來，此時，對饋電的主傳輸線來說，每一天線陣元都等效為一個四端網絡。所以，從等效網絡觀點來看，這種饋電形式確切的說是一種級聯形式的饋電。每一陣元的等效四端網絡可以有各種形式，它既可以是一個并聯導納，也可以是一串聯阻抗或更一般形式的T形、∏型或變壓器形式的等效網絡。對于矩形貼片微帶天線元，就可等效為一并聯導納的四端網絡。當考慮了互耦影響時，此并聯導納又矩形貼片元的自導納加上其它各元的互導納。

串聯饋電形式，根據傳輸線終端所接負載不同，可分為行波串聯饋電和諧振串聯饋電。串聯饋電陣設計比并聯饋電陣設計要復雜一些，特別在考慮各元間的互耦影響時，需要用迭代法來設計，以保證各元所要求的激勵振幅和相位。

串聯饋電陣各元所要求的激勵振幅和相位是通過改變各天線元尺寸來達到的，所以，一個具有幅度或相位加權的串聯陣，各天線元的尺寸一般是不相同的。諧振串聯饋電無論從阻抗匹配和方向圖特性來講，一般都是窄頻帶的。當頻率變換時，由于相位的變化，使波束指向改變。但這種饋電形式效率較高，傳輸損耗也較小，饋電無論結構簡單又緊湊。行波饋電的阻抗匹配頻帶較寬，但波束指向隨頻率改變，另一缺點是饋電效率較低，因為在終端負載上要消耗一部分功率。

串聯饋電陣與并聯饋電陣相比，前者饋電電路簡單，饋線總長度較短，所以饋線損耗較小。因為不需要功率分配器，所以空間利用也必并聯饋電要好。行波串聯饋電陣阻抗匹配頻帶寬。但串聯饋電陣設計要復雜一些。其波束指向隨頻率變化。如果采用中心串聯饋電，其波束指向將不隨頻率變化。

以上討論的主要是線陣的饋電形式，但也可以推廣應用于二維平面陣。對于二維平面陣的饋電，可以全部采用并饋或串饋，也可以采用一維為并饋，另一維為串饋的組合形式，平面陣除上述饋電形式外，對于微帶天線元組成的平面陣，還有一種交叉饋電形式，這種饋電形式，還可以通過改變輻射元線寬度或饋線與輻射元的角度來達到幅度加權的目的。

3.3 相控陣天線的饋電方式

發射機輸出的信號，按一定的幅度分布和相位梯度饋送給陣面上的每一個天線單元。接收時，同樣必須將各個天線單元收到的信號按一定的幅度和相位要求進行加權，然后加起來饋送給接收機。相控陣天線的饋電網絡，就是使陣面上眾多的天線單元與發射機或接收機相連接的傳輸系統。各個天線單元所需要的幅度和相位加權也是在饋線系統中實現的。

為了獲得低副瓣相控陣天線，饋線系統提供給每個天線單元的電流信號的幅度是不相等的，通常情況下，陣列中間天線單元的信號電流幅值最大，陣列邊緣單元的電流幅值最小，各天線單元的激勵電流按一定的幅度分布來確定。除了自適應陣列天線外，對一般的相控陣，這一幅度分布是固定的，不應隨天線波束掃描方向的變化而變化。信號沿陣列天線口徑的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配網絡來實現。

饋線系統還要保證每個天線單元激勵電流的相位符合天線波束掃描指向要求。通常將饋電網絡向各個天線單元提供所需的信號相位稱之為“饋相”，即將對天線單元信號進行復加權中的相位加權部分稱之為“饋相”，“饋相”的方式與饋電網絡的組成相關。

對相控陣的饋電系統有許多要求，其中之一是通過降低饋線系統的復雜性來降低成本。為此，減小移相器和每一移相器所需要的開關組件的數目、簡化移相器控制信號的產生方式以及壓縮移相器控制信號的數目等具有重要意義，而這些都是與饋相方式密切相關的。

由于可將整個平面陣分成若干個線陣，每一線陣都被當成一個子天線陣，因此對平面陣列天線的饋相，可分解成對若干個相同子陣和另一子陣的饋相（一個線陣又可以相應地分為若干子陣），這種饋相方式的移相器數目要增加一個線陣的單元數目，但移相器控制信號容易產生，控制信號的設備量也顯著的降低了。

同樣，也可以將“陣內相位”矩陣分解為若干個小的正方形或矩形矩陣，即用若干個子平面天線陣來構成總的平面陣列。

饋線系統在相控陣天線中占有特別重要的位置。低旁瓣天線對饋線系統幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、饋線系統的損耗、測試和調整的方便性，以及體積、重量等要求，也是選擇饋電方式時必須考慮的因素。為了降低成本，還要充分考慮生產的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔離式，還是部分采用隔離式、在哪一級采用隔離式，這可根據對系統駐波、功率隔離以及成本要求等進行計算分析后決定，或對這些要求進行折衷考慮。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.fy0572.cn

平面相控陣天線的饋電主要有強制饋電、空間饋電和光學饋電

3.3.1強制饋電

采用波導、同軸線、板線和微帶線等進行功率分配。隨光電子技術的發展，也可以采用光纖作為相控陣饋線中的傳輸線，但只能在低功率電平上使用。波導和同軸線用于高功率陣列，低功率部分常用板線、帶線和微帶線。功率分配器有隔離式與非隔離式、等功率分配器與不等功率分配器等多種形式。隔離式功率分配器輸出支臂之間約有20dB隔離度，可以減小由于各傳輸組件之間的反射波引起的干擾，有利于整個饋線系統獲得低的駐波。當隔離式功率分配器的一個支臂由于開路或短路而出現全反射時，因一半反射功率被隔離臂的吸收負載所吸收，故有利于保證饋電網絡的耐功率性能。

3.3.2空間饋電

空間饋電的形式有透鏡式空間饋電和反射式空間饋電等形式。透鏡式空間饋電的天線陣，包括收集陣面和輻射陣面兩部分。收集陣面也稱為內天線陣面，它由許多天線單元組成，這些天線單元又稱為收集單元。它們既可排列在一個平面上，也可排列在一個曲面上。在天線陣處于發射狀態時，發射機輸出信號由照射天線（如波導喇叭天線）照射到內天線陣上的收集天線單元，這些收集單元接收照射信號后，經移相器，再傳輸至輻射陣面上的天線單元（也叫輻射單元），然后向空間輻射，對于有源相控陣天線，經過移相器相移后的信號，還要再經過功率放大器放大，然后才送給輻射陣面的天線單元。當天線陣處于接收狀態時，輻射陣面接收從空間目標反射回來的回波信號，這些信號送移相器移相后，由收集陣面上的天線單元將其傳輸至陣內的接收天線（如由波導喇叭組成的接收天線）。對于有源相控陣天線，每一輻射單元收到的信號，要先經過低噪聲放大后再送給移相器，最后才輸入到收集單元，經空間輻射到達陣內接收天線。

這種空間饋電方式，實質上采用空潰的功率分配/相加網絡，省掉了許多加工要求嚴格的微波高頻器件。這種饋電方式，對于高頻和雷達信號波長較短的情況（例如S、C、X波段），與強制饋電方式相比，優點更為明顯。

反射式空間饋電陣列與透鏡式空間饋電陣列不同，其收集陣面和輻射陣面是同一陣面。這一陣面上各天線單元收到的信號，經過移相器移相后，被短路傳輸線或開路傳輸線全反射。對于這種陣列，作為初級饋源的照射喇叭天線，在陣列平面的外邊，即采用前饋方式對天線陣面進行空間饋電。由于采用前饋，初級饋源的天線對天線陣面有一定的遮擋效應，對天線口徑增益和對天線副瓣電平的性能有不利的影響。這種空潰方式，常見的大多是頻率很高（如X、Ku波段）的相控陣戰術雷達。另外，在這種空間饋電陣列中，移相器提供的相移值起了兩次作用，故該值應為一半移相器相移值的一半，移相器損耗也增加了一倍。自然，移相器是雙向傳輸型的。

在空間饋電系統中，初級饋源的照射方向圖為整個陣面提供了幅度加權。為了充分利用初級饋源能量，減小泄漏損失，透鏡內天線陣面（收集陣面）的天線單元數目可適當增加，在內天線陣面的邊緣部分，可以將幾個收集單元接收到的信號相加，在經過移相器相移后送至外天線陣面（輻射陣面）的輻射天線單元。

為了降低相控陣天線的副瓣電平，常采用密度加權方式，這時陣面上除有源天線單元外，還設置了相當數量的無源單元，對于空間饋電的陣列天線，外天線也可以設計成密度加權的相控陣天線。

由于天線物理尺寸的限制，初級饋源與陣面的距離大體等于天線口徑的尺寸，因此，初級饋源輻射的電磁波是球面波。由球形波到平面波的準直修正，由改變移相器上的控制碼來實現，即用改變移相器的相移值來進行修正，也可用準直延遲線來實現。

3.3.3波束躍度與移相器的虛位技術

相控陣天線波束的相控掃描依靠的是天線陣中的大量移相器，因此，移相器是饋電系統中的一個關鍵微波元件，與此相應，控制移相器的電路也是一個重要的電路。

按照信號相位的基本定義：

移相器可在高頻實現，為便于用計算機控制天線波束掃描，計算機提供給移相器的控制信號是二進制的經過D/A變換成模擬信號后送入控制移相器。

對移相器的要求主要有以下8項，在具體選用時必須進行綜合考慮：

1）承受功率（包括峰值功率與平均功率）的能力2）頻率特性及帶寬性能3）低損耗4）幅度和相位精度、溫度特性和幅度穩定性5）控制特性（對波束控制驅動器的要求和控制的時間響應）6）工藝性、一致性和可靠性7）低成本8）體積、重量要求由于移相器要受計算機控制，以便實現相控陣特性波束的高速、無慣性靈活掃描、因此，數字式移相器得到了廣泛的應用。采用數字式移相器時，移相器的相移量以二進制方式改變。當數字式移相器的位數為K(K為正整數)，則移相器的最小相移量（單位相移量）為ΔφBmin皇捷通訊專業天線研發生產一體www.fy0572.cn

因此，相控陣特性的波束指向是離散的，隨著掃描角度的增大，相鄰波束之間的間距（波束躍度）增大。這與天線波束隨掃描角度增加而展寬是一致的。為了降低波束躍度，使天線波束掃描接近于機械式連續轉動天線時的情況，需要增加移相器的位數K。

考慮到雷達天線波束寬度，波束躍度小于半個波束寬度是起碼的要求，由此出發，對于三坐標雷達，因其波束寬度大體在1度左右，K≥8是完全必要的。對于相控陣單脈沖跟蹤雷達，為了能對目標接近于連續跟蹤，K≥10也是很有必要的，若K＝10，則ΔφBmin=0.35°。顯然，要做這么多位數的移相器，要保證這樣高的移相精度是不切實際的。

為了節省數字移相器的位數，同時保證所需要的小的波束躍度，采用了“虛位技術”、采用虛位技術后，增大了移相器的相位量化誤差，對副瓣電平有不良影響。在同時要求節省移相器位數和降低副瓣電平的情況下，采用“隨機饋相”方法，當移相器的位數為n時，對無限陣，可使寄生副瓣電平降低到－12×ndB。

為了降低成本，總是希望在不出現柵瓣或由柵瓣引起的寄生副瓣低于一定電平條件下，盡可能的減少天線陣中的移相器的數目。

縮小天線波束的掃描范圍，有利于減小天線陣中移相器的數目，因為天線波束掃描范圍減小后，天線單元的間隔可以拉開，此外，對于實際的雷達來說，在某些應用情況下，也不要求陣列天線的波束掃描范圍很寬，這時便可采用有限掃描相控陣天線或小區域相掃天線。

3.4 固態功率放大器的阻抗匹配

微波功率晶體管的輸入輸出阻抗很低，且是電抗性的，而功率相加器等傳輸線的特性阻抗通常都選定為50Ω，因此，只有將晶體管的輸入輸出阻抗在整個工作頻帶范圍內變換為50Ω，才能獲得良好的阻抗匹配。對于相控陣雷達，不管是在集中式大功率發射機還是在分散式發射機中，功率放大器組件都工作在C類狀態，不需要電真空放大器中所必不可少的調制器，在高頻輸入信號到達晶體管放大器輸入端，并超過基極－發射極之間的反向偏置電壓后，該放大器才起放大作用，接待廳才導通。在輸入脈沖信號由上升前沿至脈沖頂部，在到達脈沖后沿的整個脈沖持續期間，放大器中晶體管的工作狀態是急劇變化的（由截止到線性、飽和、再截止），因而其輸入輸出阻抗也是變化的，因為單級放大器的增益只有7dB左右，所以，固態放大器通常由幾個單級放大器連接組成，后面一級放大器是前面一級放大器的負載，一個單級放大器的輸入輸出阻抗的變化，將影響其前后兩級放大器的匹配。

放大器負載阻抗的變化，與放大器輸入信號電平及電源電壓的變化一樣，將使放大器輸出信號的相位發生變化，因此，當設計固態功率放大器時，再考慮其幅相一致性的公差要求情況下，應對放大器的負載阻抗提出相應的要求。

放大器末級輸出端通常接一個環流器，使末級功率放大器與天線負載之間隔離，以保證末級功率的負載相對穩定，這樣，再末級功放晶體管輸出端與環流器之間再加上一段匹配傳輸線，便可保證再工作頻帶寬度內有良好的負載阻抗匹配。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.fy0572.cn

在相控陣雷達中，當采用集中式大功率發射機或分布式子陣發射機方案時，從發射機輸出端至天線陣面都有一個發射饋電網絡，它包括功率分配器、移相器、環流器、相位微調和收發開關等，發射饋電網絡的多個輸出端口與各天線單元之間也不可能做到完全匹配。天線單元之間的互耦使各天線單元的輸入阻抗不完全一致，且互耦是隨天線波束掃描方向的變化而變化的；另外，在雷達工作頻帶寬度內，饋線各節點的駐波及單元之間的互耦也是不同的，因此，天線單元的輸入阻抗隨天線單元的位置、天線波束指向和雷達信號的頻率而變化，而通常的饋電網絡中，除一部分相位微調及幅度微調器件外，并沒有可進行阻抗匹配的自適應調配器。除了天線單元之間存在互耦外，饋線網絡中各個端口或節點之間也可能存在互耦。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.fy0572.cn

采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配至各個天線單元，對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端，發射和接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配。這些連接點處，存在電磁波反射。各個節點處的多次反射波，當重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各個天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化；對接收機而言，則使從各個天線單元接收到的信號到達接收機輸入端時產生相位和幅度的起伏，因此，對于天線的饋電系統是必須要仔細調試的。

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隨著無線通信系統的日益復雜化，單一的傳統天線已經不能滿足要求。而多天線設計雖然可以滿足新一代無線通信系統對天線的高要求，但是，天線數目的增多，會使設備成本、天線的空間布局等問題凸顯出來。特別是在手持移動設備上，由于空間有限，使得多天線的設計異常困難。

在這種情況下，可重構天線就具有非常明顯的優勢。它可在不改變天線的尺寸和結構的情況下在天線的方向圖、工作頻率、極化特性等方面實現重構，從而使一個天線能夠實現多個天線的功能，適應移動終端不同的應用環境和要求。

在天線的方向圖可重構方面，目前的研究主要集中在采用八木形式的結構上。即通過開關控制來改變反射器或引向器的有效諧振長度，從而實現反射或者引向作用，使天線的輻射方向發生變化。但是，這種方式需要多個天線。故在手持終端有限的空間下，采用這種方式有很大的困難。另外，在天線極化方式可重構方面，研究的重點也是單貼片的天線，即通過在天線上開槽或者采用多條饋線，并在不同位置安裝開關來改變開關的狀態從而實現極化方式的變化，但是，這種天線的面積較大，同時采用多條饋線的結構太復雜，都不適用于實際的移動設備。

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

本文提出了一種用于手持移動設備的可重構天線．該天線在適當位置安裝了RF-PIN開關，可通過直流控制電路控制開關的通斷，以使天線以兩種正交的線極化方式工作，同時也使天線的方向圖發生變化，從而實現極化方式和方向圖的重構。該天線結構緊湊，面積小，易于制造，并具有在同一終端安裝多個天線來實現MIMO(多輸入多輸出系統)的潛力，故在移動終端中有良好的應用價值。

天線可以與手持設備電路板集成在一起，安裝在電路板的左上角，其結構和RF-PIN開關控制電路示意圖如圖1所示。

通常的天線版圖位于介質基片的底面，控制電路位于基片的頂面，圖l中的D1、D2為兩個RF-PIN開關；Cl、C2為旁路電容，對高頻信號短路；L1、L2為電感，對高頻信號開路。二極管和電容通過通孔與底面的天線連接。該天線基片采用厚度為0．8 mm，介電常數為4．4的FR4材料。水平與垂直的兩個微帶結構通過RF-PIN開關與電路板地相連，中間的微帶為饋線，并通過同軸電纜直接饋電。微帶天線的諧振頻率主要取決于微帶線的長度，在一般情況下，在介電常數為εeff的基片上，微帶線的波導波長約為：

由于兩種工作狀態下，天線的接地端不同，因此，天線的有效輻射部分也有所不同。當處于X模式時，天線結構中垂直部分的微帶線接地，因此，天線的輻射部分應該為水平部分的微帶，天線也相應工作在水平極化方式。圖3所示為天線在2.44 GHz時的射頻電流分布圖。

從圖3可以看出，射頻電流主要集中在天線水平方向的微帶線上(這印證了前面的分析)。但同時，在中間部分的微帶以及天線其他部分也存在射頻電流，因此，天線仍會輻射部分垂直極化波。圖4所示為天線的兩種極化波在XY及YZ平面的方向圖。

圖4中，Theta表示水平極化方波，Phi表示垂直極化波，從圖中可以看出，在XY平面上，水平極化波的平均增益比垂直極化波高35 dB以上，而在YZ平面上，水平極化波具有良好的全向性，且平均增益比垂直極化波高約10 dB，因此可以判斷，水平極化波能量遠大于垂直極化波能量，天線工作在水平極化方式下。

當處于Y模式下時，天線結構中水平部分的微帶線接地，因此，垂直部分的微帶線是天線的有效輻射體，此時天線也相應工作在垂直極化方式下。圖3(b)所示為模式Y下天線在2．4 GHz的射頻電流分布圖，從圖中可以看出，此時的射頻電流主要集中在天線垂直方向的微帶線上，天線此時工作在垂直極化方式下。圖5所示為該模式下天線兩種極化波在XY和YZ平面的方向圖。

從圖5中可以看出，在XY平面上，垂直極化波的最大增益比水平極化波高37 dBi，同時在YZ平面上，垂直極化波也有良好的全向性。其最大增益比水平極化波高12 dB，說明在該模式下，天線可良好地輻射垂直極化波，而交叉極化分量很低。

事實上，在兩種工作模式下，天線的總體方向圖會發生顯著變化。在YZ和XZ兩個平面上。天線方向圖具有良好的全向性，能盡可能的接受各個方向的來波信號；而在XY平面上，天線在兩種狀態下的方向圖顯著不同，最大輻射方向會發生明顯改變，并且在這個輻射平面上可以實現良好的互補。故在實際應用中，應根據信號波的方向和強度的不同，來實時改變天線狀態，調整方向圖的最大輻射方向，以有效地提高天線信號的信噪比，提高通信速率和系統容量。

仿真結果表明，在兩種狀態下，該天線的-10 dB帶寬均可達到240 MHz。而且通過開關狀態的切換，還可以使天線在水平和垂直線極化方式之間切換，并使天線輻射方向圖的主瓣方向也偏轉150°。

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通過長期觀察、測試和研究，我們發現傳統全向吸頂天線存在一些技術缺陷，如高頻信號向天線正下方聚集，信號分布不均勻、不穩定等。高頻信號聚集效應是導致3G 等高頻信號快速衰減和覆蓋半徑小的真正技術原因。經過對寬帶天線的技術研究、反復實驗和不斷改進，我們研發出了寬帶、高效、節能和環保的新型全向吸頂天線。

新型全向吸頂天線拓寬了工作頻帶，降低了高頻信號電磁輻射，單天線覆蓋面積擴大一倍以上，改善了信號覆蓋均勻度，克服了技術障礙，彌補了缺陷，提高覆蓋效率，大大簡化了3G 室內分布系統，改變了3G 室分建設基本原則，實現了全頻段、多網絡同步覆蓋，避免了重復建設，提高了室分資源的利用率，有效提升了整個室內分布系統整體效率和室內網絡質量，節約了大量的網絡建設投資和運營成本，降本增效、節能降耗、低碳環保，社會效益和經濟效益顯著。

本文介紹新型全向吸頂天線主要技術特性，探討其技術標準。

二、新型全向天線吸頂天線主要技術特性

新型全向吸頂天線檢測技術指標見表 1。在覆蓋半徑邊緣對應的85°輻射角，天線高頻段增益比低頻段增益高1dB～2dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益提高了4.22dB，有效擴大了高頻信號覆蓋范圍，加上3G 系統CDMA 技術優勢，使2G、3G 信號覆蓋范圍基本一致，改變了“小功率、多天線”的3G 室分設計原則。

高頻信號輻射最強對應天線下方30°輻射角，天線高頻段平均增益為-5.5dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益降低了10dB，有效降低了電磁輻射，提高了最小耦合損耗，因此，降低了輻射，提高了天線口饋入信號功率的允許值。

通過適當設計天線覆蓋半徑，調整天線口饋入功率，可以使高、低頻段不同邊緣場強要求的通信系統同步覆蓋，解決了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術難題，突破室內分布系統多系統共享的技術障礙。

另外，新型全向吸頂天線結構簡單，完全軸對稱，85°輻射角不圓度可控制在1dB 以內，信號分布更均勻，而且工作帶寬更寬。新型全向吸頂天線主要技術創新點有：

（1）突破思維定式，首先發現并證實了傳統天線存在的技術缺陷，找到了3G 信號快速衰減的真正技術原因。

（2）提出了輻射角增益和輻射角不圓度技術指標，并定義30°和85°輻射角作為衡量全向天線下方和覆蓋邊緣技術性能的典型角度，更加準確地反映了全向天線信號覆蓋均勻性和穩定性，完善了全向天線指標體系，豐富了天線

技術理論。

（3）在設計思路上，突破了傳統全向吸頂天線單純追求高增益的設計理念，將天線實際應用中信號分布均勻、穩定性和全頻段信號覆蓋邊緣場強的一致性作為全向天線設計的重點。

（4）在寬帶天線技術上，將半波振子和雙錐天線巧妙結合起來，低頻段為半波振子、高頻段為雙錐天線，避免了偶極天線高、低頻率垂直方向圖差異過大問題，并將高頻信號最大增益輻射角調整到70°左右，加強了目標覆蓋半徑邊緣的信號，解決了高頻信號聚集問題，擴大了覆蓋范圍，提高了覆蓋效率，同時，有效緩解了天線近處電磁輻射。

（5）提出了更高的互調指標要求，三階互調小于-140dBc，有效降低了多系統合路時系統間的互調干擾。

（6）設計精準，取消了阻抗匹配片（線）和振子防雷接地，結構簡單、對稱，無需阻抗調測，生產裝配容易，便于規模化生產，產品一致性、穩定性好，不圓度指標低。

（7）制定了明確的技術性能指標、制造材質和組件質量要求，質量可控，成本清晰。

（8）擴展了工作帶寬（800MHz-3000MHz），比傳統天線高端擴展了500MHz，利于WLAN 接入和網絡向LTE 演進，避免再次改造。

三、室內全向吸頂天線技術標準探討

GB/T 9410-2008《移動通信天線通用技術規范》和 GB/T 21195-2007《移動通信室內信號分布系統天線技術條件》對我國室內全向吸頂天線提出了技術要求，但現行標準存在以下不足：

（1）GB/T 9410-2008 中5.1 條表1 中提出了室內全向吸頂天線電性能要求，但只規定了增益，沒有明確最大增益的方向，不圓度指標高、低頻段采用不同的輻射角，不能真實反映室內分布系統對全向吸頂天線信號覆蓋性能。實

際上，提高覆蓋邊緣對應的高輻射角增益和圓度才是有益的，而低輻射角增益高卻是增強輻射，是無益的。

（2）GB/T 9410-2008 中4.1.3 條提到了天線材料要求，但實際上沒有相關技術規范對天線組件材質和性能提出明確要求，導致移動通信天線質量參差不齊和惡性價格競爭，不利于行業健康發展。

（3）GB/T 9410-2008 中4.1.4 條提出“天線設計應有利于防雷”，GB/T21195-2007 中5.1.5 條提出“防雷要求：直接接地”，與YD/T 1059-2004《移動通信系統基站天線技術條件》中5.1 條一致，室內天線和室外天線防雷要求完全等同，顯然，現行標準沒有考慮室內、室外的差異。事實上，室外天線一般安裝在建筑和桿塔的頂部，天線尺度大，遭雷直擊概率大，因此，天線振子直接接地要求是合理的。但對室內天線，天線振子體積小，且安裝于建筑物內部，一般建筑都有防雷措施，室內被雷擊的可能性極小，因此，振子接地要求意義不大。

為了更準確描述室內全向吸頂天線實際覆蓋性能，新型全向吸頂天線引入了輻射角增益和輻射角不圓度指標，并根據室內實際場景信號覆蓋分布情況，定義85°和30°輻射角作為天線高、低輻射角的典型角度，85°輻射角代表天線覆蓋半徑邊緣，30°輻射角代表天線下方最強輻射對應角度。天線85°輻射角增益越高意味著覆蓋半徑邊緣信號越強，單天線覆蓋范圍更廣，85°輻射角不圓度越低意味著覆蓋半徑邊緣信號越穩定；天線30°輻射角增益越低意味著

天線下方電磁輻射越小，室內信號分布越均勻。

為了更確切反映室內全向吸頂天線在室內分布系統中實際覆蓋性能，統一產品性能和質量要求，在GB/T 21195-2007 技術規范的基礎上，我們制定了新型全向吸頂天線主要技術指標，見表2。對比天線整體技術性能，新型全向吸頂天線技術指標中明確了不同覆蓋角增益和覆蓋邊緣不圓度，并把高、低頻段增益和不圓度控制指標統一到85°輻射角，更容易體現信號分布的均勻性和穩定性。對天線組件材質及性能，新型全向吸頂天線也作了明確規定，利于產品的規范生產和統一質量控制標準。

四 結束語

新型全向吸頂天線改變了高頻段技術性能，突破了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術障礙，解決了室內分布系統多系統合路共享的技術難題，改變了3G 室內分布系統設計的基本原則，給3G 室內分布系統建設帶來了根本性變革，是傳統全向吸頂天線的替代性產品。新型全向吸頂天線已在中國聯通推廣應用，中國聯通已制訂新型全向吸頂天線技術指標企業標準，并在積極推動盡快形成行業、國家和國際標準，促進全球電信業的健康發展。

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早在 3G 試驗網建設初期，研究人員就發現：3G 信號衰減快、穿透損耗大、繞射能力差，在室內分布系統中，2G、3G 信號覆蓋不能同步，3G 信號覆蓋范圍小、盲點和弱區多。這些問題是3G 信號頻率高所致，通常被認為是不可逾越的技術障礙。要獲得良好的3G 室內信號，唯有增加天線密度。所以，對3G 室內分布系統，業界普遍認同“小功率、多天線”的設計原則。然而，這一原則雖然解決了3G 信號覆蓋問題，卻帶來了建設投資成倍增加和大規模的2G 室內分布系統改造，同時，還導致更嚴重的2G 信號泄漏。

通過長期觀察、測試和研究，我們發現傳統全向吸頂天線存在一些技術缺陷，如高頻信號向天線正下方聚集，信號分布不均勻、不穩定等。高頻信號聚集效應是導致3G 等高頻信號快速衰減和覆蓋半徑小的真正技術原因。經過對寬帶天線的技術研究、反復實驗和不斷改進，我們研發出了寬帶、高效、節能和環保的新型全向吸頂天線。

新型全向吸頂天線拓寬了工作頻帶，降低了高頻信號電磁輻射，單天線覆蓋面積擴大一倍以上，改善了信號覆蓋均勻度，克服了技術障礙，彌補了缺陷，提高覆蓋效率，大大簡化了3G 室內分布系統，改變了3G 室分建設基本原則，實現了全頻段、多網絡同步覆蓋，避免了重復建設，提高了室分資源的利用率，有效提升了整個室內分布系統整體效率和室內網絡質量，節約了大量的網絡建設投資和運營成本，降本增效、節能降耗、低碳環保，社會效益和經濟效益顯著。

本文介紹新型全向吸頂天線主要技術特性，探討其技術標準。

二、新型全向天線吸頂天線主要技術特性

新型全向吸頂天線檢測技術指標見表 1。在覆蓋半徑邊緣對應的85°輻射角，天線高頻段增益比低頻段增益高1dB～2dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益提高了4.22dB，有效擴大了高頻信號覆蓋范圍，加上3G 系統CDMA 技術優勢，使2G、3G 信號覆蓋范圍基本一致，改變了“小功率、多天線”的3G 室分設計原則。

高頻信號輻射最強對應天線下方30°輻射角，天線高頻段平均增益為-5.5dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益降低了10dB，有效降低了電磁輻射，提高了最小耦合損耗，因此，降低了輻射，提高了天線口饋入信號功率的允許值。

通過適當設計天線覆蓋半徑，調整天線口饋入功率，可以使高、低頻段不同邊緣場強要求的通信系統同步覆蓋，解決了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術難題，突破室內分布系統多系統共享的技術障礙。

另外，新型全向吸頂天線結構簡單，完全軸對稱，85°輻射角不圓度可控制在1dB 以內，信號分布更均勻，而且工作帶寬更寬。新型全向吸頂天線主要技術創新點有：

（1）突破思維定式，首先發現并證實了傳統天線存在的技術缺陷，找到了3G 信號快速衰減的真正技術原因。

（2）提出了輻射角增益和輻射角不圓度技術指標，并定義30°和85°輻射角作為衡量全向天線下方和覆蓋邊緣技術性能的典型角度，更加準確地反映了全向天線信號覆蓋均勻性和穩定性，完善了全向天線指標體系，豐富了天線

技術理論。

（3）在設計思路上，突破了傳統全向吸頂天線單純追求高增益的設計理念，將天線實際應用中信號分布均勻、穩定性和全頻段信號覆蓋邊緣場強的一致性作為全向天線設計的重點。

（4）在寬帶天線技術上，將半波振子和雙錐天線巧妙結合起來，低頻段為半波振子、高頻段為雙錐天線，避免了偶極天線高、低頻率垂直方向圖差異過大問題，并將高頻信號最大增益輻射角調整到70°左右，加強了目標覆蓋半徑邊緣的信號，解決了高頻信號聚集問題，擴大了覆蓋范圍，提高了覆蓋效率，同時，有效緩解了天線近處電磁輻射。

（5）提出了更高的互調指標要求，三階互調小于-140dBc，有效降低了多系統合路時系統間的互調干擾。

（6）設計精準，取消了阻抗匹配片（線）和振子防雷接地，結構簡單、對稱，無需阻抗調測，生產裝配容易，便于規模化生產，產品一致性、穩定性好，不圓度指標低。

（7）制定了明確的技術性能指標、制造材質和組件質量要求，質量可控，成本清晰。

（8）擴展了工作帶寬（800MHz-3000MHz），比傳統天線高端擴展了500MHz，利于WLAN 接入和網絡向LTE 演進，避免再次改造。

三、室內全向吸頂天線技術標準探討

GB/T 9410-2008《移動通信天線通用技術規范》和 GB/T 21195-2007《移動通信室內信號分布系統天線技術條件》對我國室內全向吸頂天線提出了技術要求，但現行標準存在以下不足：

（1）GB/T 9410-2008 中5.1 條表1 中提出了室內全向吸頂天線電性能要求，但只規定了增益，沒有明確最大增益的方向，不圓度指標高、低頻段采用不同的輻射角，不能真實反映室內分布系統對全向吸頂天線信號覆蓋性能。實

際上，提高覆蓋邊緣對應的高輻射角增益和圓度才是有益的，而低輻射角增益高卻是增強輻射，是無益的。

（2）GB/T 9410-2008 中4.1.3 條提到了天線材料要求，但實際上沒有相關技術規范對天線組件材質和性能提出明確要求，導致移動通信天線質量參差不齊和惡性價格競爭，不利于行業健康發展。

（3）GB/T 9410-2008 中4.1.4 條提出“天線設計應有利于防雷”，GB/T21195-2007 中5.1.5 條提出“防雷要求：直接接地”，與YD/T 1059-2004《移動通信系統基站天線技術條件》中5.1 條一致，室內天線和室外天線防雷要求完全等同，顯然，現行標準沒有考慮室內、室外的差異。事實上，室外天線一般安裝在建筑和桿塔的頂部，天線尺度大，遭雷直擊概率大，因此，天線振子直接接地要求是合理的。但對室內天線，天線振子體積小，且安裝于建筑物內部，一般建筑都有防雷措施，室內被雷擊的可能性極小，因此，振子接地要求意義不大。

為了更準確描述室內全向吸頂天線實際覆蓋性能，新型全向吸頂天線引入了輻射角增益和輻射角不圓度指標，并根據室內實際場景信號覆蓋分布情況，定義85°和30°輻射角作為天線高、低輻射角的典型角度，85°輻射角代表天線覆蓋半徑邊緣，30°輻射角代表天線下方最強輻射對應角度。天線85°輻射角增益越高意味著覆蓋半徑邊緣信號越強，單天線覆蓋范圍更廣，85°輻射角不圓度越低意味著覆蓋半徑邊緣信號越穩定；天線30°輻射角增益越低意味著

天線下方電磁輻射越小，室內信號分布越均勻。

為了更確切反映室內全向吸頂天線在室內分布系統中實際覆蓋性能，統一產品性能和質量要求，在GB/T 21195-2007 技術規范的基礎上，我們制定了新型全向吸頂天線主要技術指標，見表2。對比天線整體技術性能，新型全向吸頂天線技術指標中明確了不同覆蓋角增益和覆蓋邊緣不圓度，并把高、低頻段增益和不圓度控制指標統一到85°輻射角，更容易體現信號分布的均勻性和穩定性。對天線組件材質及性能，新型全向吸頂天線也作了明確規定，利于產品的規范生產和統一質量控制標準。

四 結束語

新型全向吸頂天線改變了高頻段技術性能，突破了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術障礙，解決了室內分布系統多系統合路共享的技術難題，改變了3G 室內分布系統設計的基本原則，給3G 室內分布系統建設帶來了根本性變革，是傳統全向吸頂天線的替代性產品。新型全向吸頂天線已在中國聯通推廣應用，中國聯通已制訂新型全向吸頂天線技術指標企業標準，并在積極推動盡快形成行業、國家和國際標準，促進全球電信業的健康發展。皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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1 傳統印制倒F型天線的分析

印制倒F型天線是上世紀末發展起來的一種天線，目前其理論分析都趨于成熟，其應用范圍也日趨廣泛。他具有結構簡單、重量輕、可共形、制造成本低、輻射效率高、容易實現多頻段工作等獨特優點，因此近幾年印制倒F型天線得到了廣泛的研究和發展。

印制倒F型天線的結構如圖1所示，由長為L的終端開路傳輸線與長為S的終端短路傳輸線并聯而成，當傳輸線導體線寬d《H，傳輸線的特性阻抗Z0可以表示為：

由長線理論可知終端短路和終端開路傳輸線的輸入電抗分別為：

當忽略損耗時，天線的輸入電阻即等于其輻射電阻，由文獻給出的倒F型天線的輻射電阻可得天線電阻為：

當天線水平部分的長度L=λ／4時，由式可知，天線的輸入電抗為0，天線處于諧振狀態，即：

此時天線的輸入電阻RPIFA為純電阻，與間距S無關，只與天線高度H有關，并隨天線高度H的增加而增加。

作為天線的諧振部分，天線水平部分長度L對天線輸入阻抗的影響最為直接，當其增加時，天線的輸入電阻減小，天線呈感性，反之亦然。通過調整L，可使天線的輸入阻抗呈純阻性，然后再調節天線高度H以使天線的輸入電阻接近50 Ω，即不需任何額外的電路即可完成阻抗匹配。

2 改善的印制倒F型藍牙天線

傳統印制倒F型天線雖然性能很高，但是其體積與工作頻率基本成正比，所以在日益小型化、超薄化的手機終端中還是顯的尺寸過大。

本文以一款支持藍牙功能的GSM手機為例，通過ANSOFT公司的HFSS 10.0進行仿真，設計一款體積小、性能好的藍牙天線。手機主板尺寸為103 mm×41.5 mm，由于手機結構造型的要求，藍牙芯片位于主板的右下方，從而限制了天線也只能位于手機的右下角。因為板子大小非常有限，留給藍牙天線的尺寸只有16 mm×5 mm，所以很難采用傳統PIFA天線。考慮到目前單極子天線普遍采用蜿蜒形式來減少其物理尺寸，所以可將這種形式應用于傳統印制倒F型天線，如圖2所示。

其中：d=0.5 mm，H=4 mm，S=2.3 mm，M=2 mm，N=3 mm，L=5 mm，h=1 mm。手機主板采用FR-4的材料，相對介電常數為4.2，天線饋點采用50 Ω微帶線。考慮到手機外殼對天線工作頻率的影響，我們在仿真的時候將天線的工作頻率提高，選擇在2.5 GHz。

3 試驗測試

按照上述軟件仿真的結構及尺寸制作天線，如圖5所示。為方便測量，將一特性阻抗為50 Ω的同軸電纜的內導體焊接在與天線饋電點相連的50 Ω微帶線上，外導體就近接在手機主板的地上，在同軸電纜的另一端焊SMA接頭并連到矢量網絡分析儀MS4622B。測試結果如圖6所示，回損10 dB帶寬約為120 MHz，可完全覆蓋藍牙所工作的ISM頻段：2.400～2.483 GHz。

為評估該天線在室內環境中的工作性能，本文做如下實驗：分別采用經過驗證的某廠家介質諧振天線和本文的PIFA天線通過藍牙測試儀測試傳輸數據的誤包率。實驗表明，二者性能相當。而在實際應用當中，采用該PIFA天線的GSM手機與NOKIA藍牙耳機HS-11W通話距離可以達到15 m以上，符合一般終端測試規范要求。

4 結語

通過上述分析及測試結果可知，改善后的PIFA天線性能符合廠家要求。同時該天線設計簡潔、靈活，可先根據電路板實際尺寸大小選定L和H后，再確定S的大小。該方案成本低、效率高、結構緊湊、饋電方便，完全適于藍牙應用環境。

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天線綜合的設計流程

強大的設計算法和輸出模型允許工程師快速評估不同的天線形式，并為其當前的工作選擇合適的拓撲結構。此應用文檔展示了如何在設計前期利用Antenna Magus對不同的天線形式進行研究，并將符合要求的設計從Antenna Magus中導出并整合到Microwave Office/AXIEM中。

實例1：天線的預研和設計

此實例中設計了一個應用在WAN基站的天線。設計目標是應用一個基站為一個地區的多個家庭進行足夠的信號覆蓋。若不應用Antenna Magus，設計工程師需要從其所熟悉天線類型中選擇合適的一個。應用Antenna Magus，設計工程師可查詢并對多種不同的天線形式進行快速的研究、對比，當然也包含不熟悉的天線形式。Antenna Magus還包含了一個工具箱，如：空間路徑損耗計算器（基于Friis公式）幫助設計者從系統指標的角度為天線設定需求。應用Antenna Magus選擇合適的天線拓撲來滿足工作頻率、增益、帶寬、阻抗、尺寸、成本等系統和天線要求。

本實例中的計算（圖1）顯示，如果距發射機1Km處有一增益為16dBi的接收天線，所需功率為-60dBm，發射機發射功率為5mW，若需獲得足夠的信號覆蓋，則發射天線的增益為18dBi。為獲得足夠的覆蓋，發射天線的方向性圖要具有特定的形式—高增益的扇形波束非常理想。可應用關鍵詞“fan beam” 和“high gain”（一般增益大于15dBi）來選擇合適的天線拓撲，窗口中會立刻顯示6個不同的天線形式。圖2顯示了4個天線的性能信息。基于上述的信息頁，“linear resonant waveguide slot array” 和“resonant series-fed rectangular microstrip patch array”看起來可提供足夠的增益和正確的方向性圖，可對這兩個天線進行進一步的研究。

圖1

圖2

應用Antenna Magus的信息瀏覽器，可以分兩側顯示并對比這兩個天線（圖3）。對比充分展示了各天線的優缺點和性能，方便用戶做出最好的選擇。為了更加深入的研究天線，可一鍵獲得并對比更詳細的天線性能。波導縫隙陣的性能如圖4所示。下一步即可將模型導入到Microwave Office/AXIEM進行進一步的分析和優化。

圖3

圖4

實例2：設計并導出天線

一般來講，設計工程師經常會發現原始的天線設計沒有足夠的帶寬。解決此問題的一般做法是構建一個大的天線結構，使之在整個頻帶諧振。但當添加其他的限制，如波束、尺寸、加工成本時，問題變得越來越復雜。在此實例中，我們再次應用Antenna Magus迎接挑戰。現需要設計一個增益為6dBi，工作頻率為2.4GHz—2.6GHz的天線。當在Antenna Magus查找中等帶寬的天線時，軟件向我們推薦了幾種電磁耦合結構的天線。其中一個天線為“capacitive disc-fed rectangular patch antenna”（圖5）。在此天線的信息頁中，feed-disc與貼片天線的輻射邊有電容耦合，在輸入阻抗處加一電容元件即可有效的抵消輸入端的電感效應。這允許使用較厚的介質（一般兩層），這減少了有效介電常數，因此增加了貼片天線的帶寬。

圖5

應該注意到，若未使用Antenna Magus設計此天線將非常繁瑣，必須計算正確的介電常數并利用優化算法對饋電距離進行優化。應用Antenna Magus，用戶可以底層介質的厚度和所有的介質參數，幾秒種內即可對天線進行設計。

使用Antenna Magus，用戶可以定義底層介質的高度和所有頂層介質的參數，并且天線可以用幾秒鐘就設計好。

天線的性能可以很容易的進行評估，并且不同的設計結果可以在同一個圖中進行比較。圖6顯示了當最頂層的介質屬性保持恒定，底層空氣介質高度從6mm增加到10mm時，兩種不同設計方案的評估性能。反射系數圖中清楚的顯示出帶寬隨著底部基板厚度的增加而增加。在這一點上，工程師們可以確信天線將工作在指標范圍內，并且此設計可以導出到AWR Design Environment?。導出的模型（圖7）包括了電磁原理圖中的所有的參數值。定義網格的設置，以確定在一個合理的時間內給出精確的結果。某些一般的圖形和測量結果，例如S11隨頻率的變化，增益隨頻率的變化關系等，是預定義的。改變工程的任意參數即可運行得到相應的仿真結果。因為工程所有的參數都被定義在Microwave Office/AXIEM中，例如，如饋電的距離，可以直接在AWR設計環境模型中來編輯，來嘗試得到一個更高的輸入阻抗。

圖6

圖7

結論

Antenna Magus非常適合在設計前期對天線快速選型，評估其性能并將模型導入到Microwave Office/AXIEM，從而實現對參數的編輯和仿真，從而可以為復雜問題尋找最好的解決辦法。

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現有的802.11n產品對于每個發送或接收的信號使用一套固定的物理天線，在軟件部分進行不同調制方式的速率選擇來達到最優的結果。在無線實際應用中，AP或STA（Station，工作站）的物理方向會頻繁發生變化，發生邏輯上的空間角度變化，由于路徑發生改變，傳輸吞吐量很容易發生變化，造成性能波動，不能發揮出WiFi網絡的最高性能。

為了克服以上困擾，部分設備廠家開始將已在傳統移動通信（如3G，LTE等）中廣泛應用的智能天線技術引入到WiFi設備中，希望以此來提高WiFi用戶的使用體驗，實現提高系統容量、提高頻譜利用率、提高基站接收靈敏度、提高信噪比、改善信號質量等作用。

1、什么是智能天線？

智能天線技術前身是一種波束成形(Beamforming)技術。波束成形技術是發送方在獲取一定的當前時刻當前位置發送方和接收方之間的信道信息，調整信號發送的參數，使得射頻能量向接收方所處位置集中，從而使得接收方接收到的信號質量較好，最終能保持較高的吞吐量。該技術又分為芯片方式(On-Chip) 和硬件智能天線方式(On-Antenna)的兩種。

1.1 ?芯片方式

芯片方式的波束成形是802.11n協議的一部分，在協議中被稱為TxBF(Tx Beamforming/固定發送波束成形)，其通過協議報文的交互，獲得信道的基礎信息(Channel State Information, CSI)，芯片根據CSI調整3根全向天線上發送信號的相位，使得接收端處信號疊加出較好的效果（如圖1至圖3所示）。

圖1 2個弱波谷和1個強波峰疊加出較差結果

圖2 調節第二根天線上的相位，使得3個信號同步，疊加出較好結果

圖3 TxBF形成的某種輻射圖

1.2 ?硬件智能天線方式

硬件智能天線方式又名“自適應波束切換技術”，該技術利用具有多個硬件天線的天線陣列，智能的從中選擇多個天線陣子進行信號的發射和接收，不同天線的組合可以形成不同的信號輻射方向，從而可以為處于不同位置的STA選擇最佳的發送或接收天線，提高信號接收質量，最終提升系統的吞吐量。

1、在天線陣列上的不同天線之間有一定的物理距離，從各天線上發出來的信號到達接收方的所經歷的路徑有長有短，從而到達接收方的信號具有時間差。如果接收的信號相位不一樣，硬件智能天線方式可以從多個天線中選擇一組信號疊加效果較好的天線組合，采取自適應快速切換，獲得效果遠好于“On-Chip”方式的信號覆蓋質量。

2、 在天線陣列上的不同天線具有不同的定向性（如圖4所示），組合而成的定向天線具有比全向天線更大的組合增益，可以增加AP設備實際等效發射功率(EIRP：Effective Isotropic Radiated Power)。

圖4 天線陣列中的不同天線具有不同的定向性

1.3 ?硬件智能天線方式相對于芯片方式的優勢

1、芯片方式會產生額外的干擾，如圖3中的由全向天線的TxBF形成的輻射圖所示，通過對全向天線調節相位難以形成單獨的指向STA的信號，可能會對其它的方向形成干擾，并且會浪費能量；

2、芯片方式需要STA的支持，現有的無線網卡基本都無法支持；

3、芯片方式有額外的吞吐量開銷，芯片方式中AP和STA經常需要進行低速率的獲取信道信息的報文的交互，會影響整體的吞吐量。

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1、輻射近場測量

輻射近場測量是用一個已知探頭天線(口徑幾何尺寸遠小于1λ)在離開輻射體(通常是天線)3λ～5λ的距離上掃描測量(按照取樣定理進行抽樣)一個平面或曲面上電磁場的幅度和相位數據，再經過嚴格的數學變換計算出天線遠區場的電特性。當取樣掃描面為平面時，則稱為平面近場測量;若取樣掃描面為柱面，則稱為柱面近場測量;如果取樣掃描面為球面，則稱為球面近場測量。其主要研究方法為模式展開法，該方法的基本思想為：空間任意一個時諧電磁波可以分解為沿各個方向傳播的平面波或柱面波或球面波之和;主要研究成果及進一步要解決的問題如下所述。

1.1、輻射近場測量的發展現狀

輻射近場測量的研究起始于50年代，70年代中期處于推廣應用階段(商品化階段)。目前，分布在世界各地的近場測量系統已有100多套[1]。該技術的基本理論[2～4]已基本成熟，這種測量方法的電參數測量精度比常規遠場測量方法的測量精度要高得多，而且可全天候工作，并具有較高的保密性，因此，在軍用、民用中都顯示出了它獨特的優越性。

1.2、輻射近場測量研究的主要成果

幾十年來，輻射近場測量的研究在以下4個方面取得了突破性的進展：

(1)常規天線電參數的測量

天線近場測量可以給出天線各個截面的方向圖以及立體方向圖，可以分析出方向圖上的所有電參數(波束寬度、副瓣電平、零值深度、零深位置等)和天線的極化參數(軸比、傾角和旋向)以及天線的增益。

(2)低副瓣或超低副瓣天線的測量

天線方向圖副瓣電平在-28～-35 dB之間的天線稱為低副瓣天線;副瓣電平小于-40 dB的天線稱為超低副瓣天線。對它們的測量要用到“零探頭”技術[5]，據文獻報導，副瓣電平在-40 dB以上時，測量精度為±3 dB，副瓣電平為-55 dB時，測量精度為±5 dB[6]。

(3)天線口徑場分布診斷

天線口徑場分布診斷是通過測量天線近區場的分布逆推出天線口徑場分布，從而判斷出口徑場畸變處所對應的輻射單元，這就是天線口徑分布診斷的基本原理。該方法對具有一維圓對稱天線口徑分布的分析是可靠的，尤其對相控陣天線的分析與測量已有了充分的可信度[7]。

(4)測量精度及誤差分析

輻射近場測量的研究與誤差分析的探討是同時進行的，研究結果表明：輻射近場測量的主要誤差源為18項，大致分為4個方面，即探頭誤差、機械掃描定位誤差、測量系統誤差以及測量環境誤差。對于平面輻射近場測量的誤差分析已經完成，計算機模擬及各項誤差的上界也已給出;柱面、球面輻射近場測量的誤差分析尚未完成[8]。

1.3、輻射近場測量的可信域

對于平面輻射近場測量而言，由基本理論可知，在θ=-90°或90°(θ為場點偏離天線口面法線方向的方向角)時，這種方法的精度明顯變差，因此平面輻射近場測量適用于天線方向圖為單向筆形波束天線的測量，可信域(-θ，θ)中的θ值與近場掃描面和取樣間距有如下關系(一維情況)：

θ=arctg[(L-X)/2d]　，(1)

式中L為掃描面的尺寸;X為天線口徑面的尺寸;d為掃描面到天線口徑面的距離。

柱面輻射近場測量能夠計算天線全方位面的輻射方向圖，但在θ=-90°或90°時，柱面波展開式中漢克爾函數已無意義，所以，柱面輻射近場測量適用于天線方向圖為扇形波束天線的測量。

球面輻射近場測量能夠計算除球心以外天線任意面上任意點的輻射場，但測量及計算時間都較長[8]。

1.4、輻射近場測量需要解決的問題

輻射近場測量的基本理論雖然已經成熟，且在實用中也取得了較多的研究成果，但對以下問題還應進行進一步的探討研究：

(1)考慮探頭與被測天線多次散射耦合的理論公式

在前述的理論中，所有的理論公式都是在忽略多次散射耦合條件下而得出的，這些公式對常規天線的測量有一定的精度，但對低副瓣或超低副瓣天線測量就必需考慮這些因素，因此，需要建立嚴格的耦合方程。

(2)近場測量對天線口徑場診斷的精度和速度

近場測量對常規陣列天線口徑場的診斷有較好的診斷精度，但對于超低副瓣天線陣列而言，診斷精度和速度還需要進一步研究。

(3)輻射近場掃頻測量的研究

就一般情況而言，天線都在一個頻帶內工作，因此，各項電指標都是頻率的函數，為了快速獲得各個頻率點的電指標，就需要進行掃頻測量。掃頻測量的理論與點頻的理論完全一樣，只是在探頭掃描時，收發測量系統作掃頻測量。

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